WWW.PDF.KNIGI-X.RU
БЕСПЛАТНАЯ  ИНТЕРНЕТ  БИБЛИОТЕКА - Разные материалы
 

«ИССЛЕДОВАНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ И СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ ОПТИЧЕСКОГО ИЗЛУЧЕНИЯ В ВОЛНОВОДНЫХ СТРУКТУРАХ НА ОСНОВЕ НИОБАТА ЛИТИЯ ...»

Федеральное государственное бюджетное учреждение наук

и

«Физико-технический институт им. А.Ф. Иоффе Российской академии наук»

На правах рукописи

Лебедев Владимир Владимирович

ИССЛЕДОВАНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ И

СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ ОПТИЧЕСКОГО

ИЗЛУЧЕНИЯ В ВОЛНОВОДНЫХ СТРУКТУРАХ

НА ОСНОВЕ НИОБАТА ЛИТИЯ

Специальность 01.04.03 радиофизика Диссертация на соискание ученой степени кандидата физико-математических наук

Научный руководитель:

доктор физ.-мат. наук А.В. Шамрай Санкт-Петербург - 2016 Оглавление Введение

Актуальность

Цель работы

Научная новизна и практическая значимость

Положения, выносимые на защиту

Объём работы

Глава 1. Интегрально-оптические модуляторы на основе ниобата лития, обзор литературы

Типы интегрально-оптических модуляторов света и их основные 1.1 характеристики

1.2 Принципы построения и особенности работы интегральнооптических модуляторов на основе ниобата лития

1.2.1 Свойства ниобата лития

1.2.2 Электроды бегущей волны

1.2.3 Дрейф рабочей точки модулятора



1.3 Применение интегрально-оптических модуляторов в системах передачи информации по оптическому волокну

1.4 Результаты обзора литературы и постановка задачи исследований. 25 Глава 2. Оптимальная конфигурация модулятора бегущей волны на основе ниобата лития

2.1 Метод расчёта характеристик модулятора бегущей волны................ 27 2.1.1 Методика расчёта и используемые приближения

2.1.2. Эффективный групповой показатель преломления для модулируемой оптической волны

2.1.2 Характеристики волноводов модулирующей СВЧ волны.................. 31 2.1.3 Взаимодействие модулирующей и модулируемой волн

2.2 Расчёт оптимальных геометрических параметров модулятора с электродами на основе серебра при наличии технологических ограничений

2.2.1 Модель модулятора

2.1.4 Влияние материалов электродов на характеристики модулятора...... 41 2.2.2 Оптимальная конфигурация модулятора для получения максимальной рабочей полосы частот с учетом технологических ограничений................ 46 2.2.3 Влияние наклона стенок электродов на характеристики модулятора 54

2.3 Экспериментальные исследования модулятора с электродами на основе серебра

2.3.1 Описание экспериментального образца

2.3.2 Групповая скорость модулирующей волны и потери в токоведущих частях волновода

2.3.3 Рабочая полоса модулятора.

2.5 Результаты главы 2

Глава 3. Влияние положения рабочей точки электрооптического модулятора на характеристики оптической линии передачи сигналов

3.1 Преобразования радиосигнала при прохождении по радиофотонной линии связи

3.1.1 Описание модели

3.1.2 Коэффициент передачи радиофотонной линии

3.1.3 Искажения в радиофотонной линии

3.2 Экспериментальная реализация радиофотонной линии

3.2.1 Описание экспериментальной установки

3.2.2 Сравнение теоретически рассчитанных и экспериментально измеренных характеристик радиосигнала на выходе радиофотонной линии

3.3 Результаты главы 3

Глава 4. Генерация оптических импульсов с использованием интегральнооптических модуляторов на основе ниобата лития

4.1 Проблема создания импульсов с большой экстинкцией

4.2 Формирование импульса напряжения необходимой формы на электродах интегрально-оптического модулятора. Генератор электрических импульсов с плоским дном.

4.3 Верификация формы и экстинкции импульса на выходе модулятора с использованием детектора единичных фотонов

4.4 Детектор для измерения формы оптических импульсов с большой экстинкцией

4.5 Проблема дрейфа рабочей точки электрооптического модулятора.

Система стабилизации рабочей точки.

4.6 Результаты главы 4

Заключение

Основные публикации по теме диссертации

Список литературы

Введение Актуальность Повышение эффективности высокочастотной и сверхвысокочастотной модуляции света является одной из ключевых задач в современных оптических информационных системах, которая напрямую связана с неуклонным ростом требований к пропускной способности и повышением полосы частот передаваемых сигналов. Преимущества интегрально-оптических модуляторов на основе эффекта Поккельса очевидны. Безынерционный электрооптический механизм модуляции хорошо подходит для работы на высоких частотах. Оптическое излучение в них распространяется в оптических волноводах малых поперечных размеров, что даёт возможность создавать достаточные для управления светом электрические поля приложением относительно малых электрических напряжений [1].

Основным используемым электрооптическим материалом для создания интегрально-оптических модуляторов является ниобат лития (LiNbO3). Этот материал одним из первых нашёл практическое применение в модуляторах.

Несмотря на это, среди публикаций посвящённых высокоскоростной модуляции света доля работ, где используются модуляторы на основе ниобата лития, последние десятилетия продолжала лишь увеличиваться [2]. Ведётся поиск новых подходов с целью увеличить рабочую полосу модуляторов, уменьшить необходимое управляющее напряжение. Публикуются работы, посвящённые улучшению характеристик аналоговых и цифровых фотонных линий связи, имеющих в своём составе интегрально-оптические модуляторы на основе ниобата лития, исследуются новые форматы модуляции. Интерес к интегральнооптическим модуляторам на основе ниобата лития не уменьшился, не смотря на активные исследования новых типов модуляторов на основе полупроводников и полимеров [3]. Это объясняется уникальным сочетанием характеристик материала, обладающего помимо электрооптического эффекта высокой стойкостью к внешним условиям, низкими оптическими и СВЧ потерями, отработанными технологиями изготовления оптических волноводов и различных элементов интегрально-оптических схем [4–6].

Интерес к разработкам новых типов СВЧ модуляторов подкрепляется появлением новых научных направлений и новых практических применений волоконно-оптических систем. На сегодняшний день задача улучшения характеристик таких систем и улучшения компонентов таких систем является крайне актуальной, о чем свидетельствует значительное количество публикуемых научных работ [7].

Опубликовано большое количество работ, посвящённых расчёту характеристик модуляторов, в которых за основу берутся абстрактные конфигурации модуляторов и расчёт ведётся без учёта технологических ограничений, накладываемых процессом изготовления модуляторов. Однако, повышение требований к параметрам модуляции оптического излучения делает актуальным проблему определения оптимальной конфигурации модулятора с учётом различных ограничений, накладываемых технологией его изготовления.

Повышение требований к параметрам модуляции делает актуальным вопрос улучшения характеристик модулированного излучения не только за счёт улучшения характеристик модуляторов (уменьшения эффекта дрейфа рабочей точки, уменьшения полуволнового напряжения и. т. п.), а также за счёт нахождения более эффективных способов интеграции модуляторов в системы, использующие модуляцию оптического излучения, путем выбора оптимальной рабочей точки и использования новых форматов модуляции.

Актуальность разработки и исследования новых методов высокочастотной и сверхвысокочастотной модуляции оптического излучения определила выбор цели диссертационной работы.

Цель работы Целью настоящей диссертационной работы является разработка и исследование новых методов повышения эффективности высокочастотной модуляции оптических сигналов, разработка устройств высокочастотной модуляции на основе волноводных структур на подложках ниобата лития и демонстрация их работоспособности в практических применениях.

Для достижения поставленной цели решались следующие задачи:

- Построение теоретической модели для выявления взаимосвязи характеристик модуляторов на подложках ниобата лития с параметрами технологических операций и материалами, использующимися для их изготовления.





- Исследование возможности повышения эффективности модуляции и увеличения пропускной способности волоконно-оптических линий связи при использовании новых форматов модуляции и новых интегрально-оптических модуляторов.

- Исследование возможности повышения характеристик высокочастотной модуляции оптических сигналов и волоконно-оптических систем при особых условиях включения интегрально-оптических модуляторов, разработка новых методов управления рабочей точкой.

Научная новизна и практическая значимость В данной работе впервые:

- Проведен анализ влияния материала электродов на характеристики модуляторов. Произведены теоретический расчёт и экспериментальное исследование характеристик модулятора бегущей волны с электродами на основе гальванического серебра. Показано, что более высокая по сравнению с золотом удельная проводимость материала электродов позволяет расширить полосу частот модуляции и снижает требования по согласованию групповых скоростей оптической и модулирующей волн.

- Исследовано влияние формы электродов на характеристики модулятора и показано, что наклон стенок электродов, позволяет уменьшить толщину электродов и полуволновое напряжение, однако ограничивает полосу частот модулятора.

- Продемонстрировано увеличение коэффициента передачи аналогового СВЧ сигнала по волоконно-оптической линии связи с внешним модулятором и оптическим усилителем путем оптимизации положения рабочей точки модулятора.

Использовался модулятор на основе ниобата лития в рабочей точке с коэффициентом пропускания ниже квадратуры и оптический усилитель в режиме близком к насыщению.

- Предложен оригинальный метод стабилизации рабочей точки электрооптического модулятора Маха-Цендера в минимуме прохождения, использующий для обратной связи нелинейный детектор с усреднением.

Разработана система для генерации когерентных оптических импульсов с высоким коэффициентом экстинкции (более 40 дБ).

Положения, выносимые на защиту

- Повышение проводимости материала электродов позволяет расширить рабочую полосу СВЧ интегрально-оптических модуляторов бегущей волны на основе ниобата лития, а также снизить требования по согласованию скоростей оптического и модулирующего сигналов.

- Увеличение наклона боковых стенок электродов позволяет снизить толщину электродов и диэлектрического буферного слоя, соответствующих точному выполнению условия согласования скоростей, что при неизменной длине активной зоны модулятора приводит к снижению полуволнового напряжения на низких частотах, однако уменьшает полосу частот за счет увеличения высокочастотных потерь в электродах.

- В радиофотонных трактах, содержащих оптический усилитель и СВЧ модулятор на основе интерферометра Маха-Цендера, максимальный коэффициент передачи ВЧ сигнала наблюдается при смещении рабочей точки модулятора из квадратуры в сторону меньшего пропускания оптической мощности.

- Стабилизация рабочей точки СВЧ электрооптического модулятора МахаЦендера в минимуме прохождения с использованием нелинейного детектирования позволяет реализовать генерацию когерентных оптических импульсов с высоким (40 дБ) коэффициентом экстинкции.

Объём работы Диссертационная работа состоит из введения, четырёх глав, заключения и списка литературы. Объём работы составляет 126 страниц, включая 46 рисунков и 6 таблиц. Список литературы содержит 124 наименования.

Глава 1. Интегрально-оптические модуляторы на основе ниобата лития, обзор литературы

1.1 Типы интегрально-оптических модуляторов света и их основные характеристики В современной научной литературе можно встретить множество типов [2,7].

интегрально-оптических модуляторов света К ним относятся электрооптические модуляторы на основе ниобата лития [8], электрооптические модуляторы на основе InP [9], электроабсорбционные модуляторы [10], модуляторы на основе арсенида галлия [11], электрооптические полимерные модуляторы [12], модуляторы на основе кремния [13] и другие.

При этом основная масса коммерчески доступных модуляторов базируется на двух технологических платформах: оптические волноводы на подложках ниобата лития и оптические волноводы на подложках III-V полупроводников (InP на длине волны 1550 нм), где модуляторы на основе ниобата лития наиболее часто используются как отдельно стоящие устройства.

Из всех типов интегрально-оптических модуляторов наибольшее применяемыми на сегодняшний день являются модуляторы на основе ниобата лития [2].

При этом наиболее обширное применение электрооптические модуляторы находят в цифровых волоконно-оптических системах телекоммуникаций.

Вследствие этого, из всех типов интегрально-оптических модуляторов на основе ниобата лития наиболее распространённым являются интегрально-оптические амплитудные модуляторы Маха-Цендера (рисунок 1.1).

Рисунок 1.1.

Функциональная схема интегрально-оптического модулятора. 1,2 – интегральнооптические разветвители. 3 – система управляющих электродов.

Наиболее важными характеристиками амплитудных модуляторов являются:

полуволновое напряжение, рабочая полоса частот и коэффициент экстинкции.

В модуляторе Маха-Цендера оптическое излучение делится на две составляющие, после чего эти составляющие проходят по различным оптическим путям, при этом испытывая различные фазовые задержки, которые зависят от уровня управляющего напряжения на входе модулятора, после чего составляющие складываются когерентно. При этом следует отметить, что вследствие изменения электрооптических свойств материала в области волновода во время процесса его формирования, электрооптические коэффициенты внутри волновода могут отличаться от таковых у ниобата лития [14].

Напряжение на входе модулятора, необходимое для изменения разности фаз между составляющими в точке сложения на, носит название «полуволнового напряжения» и определяет мощность управляющего сигнала, необходимую для управления электрооптическим модулятором.

В результате мощность излучения на выходе модулятора зависит от напряжения на электродах модулятора в соответствие с выражением (рисунок 1.2)

–  –  –

Рисунок 1.2.

Зависимость выходной мощности от напряжения на управляющих электродах.

Параметром, характеризующим скорость работы модулятора, является рабочая полоса частот. Обычно рабочая полоса частот определяется как частота, на которой электрооптический ответ модулятора падает до уровня -3 дБ относительно электрооптического ответа на низких частотах.

В случае амплитудных модуляторов на основе ниобата лития, часто уровень -3 дБ определяется относительно электрооптического ответа, измеренного на малых частотах, в точке менее 1,5 ГГц. Такой выбор определения для одной из основных характеристик модулятора имеет несколько причин. Кривая электрооптического ответа модулятора от частоты бывает немонотонна в области частот до 1,5 ГГц.

Помимо этого, используемые для измерений СВЧ характеристик электрооптических компонент устройства, такие как анализаторы оптических компонент (Lightwave Component Analyzers, LCAs) и векторные анализаторы цепей (Vector Network Analyzers, VNAs), способные работать в диапазоне десятков гигагерц, как правило, не позволяют производить измерения на низких частотах.

Коэффициент экстинкции модулятора обычно определяется как статический параметр в виде отношения интенсивности света на выходе модулятора в максимуме пропускания к интенсивности в минимуме пропускания. Типичное значение для модуляторов Маха-Цендера в ниобате лития составляет 20 – 30 дБ.

Также следует отметить, что для практических целей формирования оптических импульсов интерес представляет не статический, а динамический параметр, который зависит от дрейфа рабочей точки и методов стабилизации рабочей точки в минимуме пропускания модулятора Помимо стандартных амплитудных модуляторов на основе волноводов в ниобате лития был разработан целы ряд устройств, позволяющий модулировать все основные характеристики оптического излучения: фазу [15], поляризацию [16], частоту [17,18]. Возникновение новых форматов модуляции в волоконнооптических линиях связи напрямую связано с возникновением новых типов модуляторов, так появление формата фазовой модуляции QPSK [14] привело к появлению особого типа модуляторов с балансным параллельным включением интерферометров Маха-Цендера [20].

Модуляторы на основе ниобата лития различаются по типу распространения модулирующей волны в них. Существуют модуляторы с сосредоточенными параметрами [21,22] и модуляторы бегущей волны [23]. Также существуют узкополосные модуляторы с резонансными электродами [24,24–26].

Рабочие частоты для модуляторов с сосредоточенными параметрами могут составлять единицы гигагерц [21,22,27,28]. Для модуляторов бегущей волны типичная полоса частот – до 40 гигагерц [29]. При этом продемонстрированы интегрально-оптические модуляторы бегущей волны на основе ниобата лития, способные модулировать оптическое излучение на частотах до 300 ГГц [30].

Модуляторы с резонансными электродами могут обеспечивать модуляцию в узком спектре на частотах порядка десятков гигагерц [24–26,31].

1.2 Принципы построения и особенности работы интегрально-оптических модуляторов на основе ниобата лития 1.2.1 Свойства ниобата лития Ниобат лития является сегнетоэлектриком, со сравнительно большой собственной поляризацией вдоль оси z и относится к кристаллографической группе 3m. Краткая информация о физических свойствах кристаллов приведена в таблице Таблица 11.1 [32]. Температура фазового перехода 2-го рода (температура Кюри) составляет 1483 K. Материал стабилен при комнатной температуре.

–  –  –

Кристаллы ниобата лития прозрачны в диапазоне длин волн от 0,33 мкм до 4,5 мкм, то есть, в диапазоне от видимого света до инфракрасного. Показатель преломления в этом диапазоне длин волн практически постоянен и меняется в диапазоне от 2,1 до 2,2. Поскольку зависимость оптических свойств от длины волны весьма слаба в диапазоне длин волн, используемых оптическими телекоммуникационными системами, модуляторы на основе ниобата лития хорошо подходят для оптических телекоммуникационных систем, использующих разделение сигналов по длинам волн(WDM).

Особо важную роль для создания электрооптических устройств играют электрооптические свойства ниобата лития. Как и у прочих материалов, обладающих пьезоэлектрическим эффектом, электрические свойства ниобата лития зависят от механической нагрузки на кристалл. Различают диэлектрические постоянные и электрооптические коэффициенты для механически свободного и для механически зажатого кристалла. При этом термин «механически зажатый кристалл» также относится к случаю, когда поле, воздействующее на кристалл, изменяется с такой частотой, что механически вещество кристалла не успевает перемещаться в следствие пьезоэффекта за переменным электрическим полем. Как можно видеть из таблицы 1.2 [32], приведённые в литературе компоненты тензора диэлектрической проницаемости в ниобате лития зависят от частоты.

–  –  –

Экспериментально измеренные разными авторами коэффициенты электрооптического тензора для механически свободного кристалла ниобата лития приведены в таблице 1.3.

–  –  –

[33] - 3,3 - 32 17,4 [34] - 6,7 - - 19 [35] +10 6,8 +32,6 32,6 Экспериментально измеренные разными авторами коэффициенты электрооптического тензора механически зажатого кристалла ниобата лития приведены в таблице.

–  –  –

[45] +8,6 3,4 +30,8 +28 20,58 [36] 8,56 - 30,47 - 18,54 [46] - 7,9 - - +18,2 [32] 7,7 3,4 28,8 - Как можно видеть, данные несколько отличаются от источника к источнику, что можно объяснить зависимостью характеристик кристалла от конкретной технологии его выращивания[47] и погрешностями, связанными с разницей в методиках измерений.

Помимо того, что ниобат лития является широко используемым материалом в электрооптике, он также обладает сравнительно большими пьезоэлектрическими коэффициентами и также используется для компонент электроники, использующих в своей работе поверхностные акустические волны (ПАВ).

Например, фильтров промежуточной частоты телевизоров и радиочастотных фильтров для мобильных телефонов. Ниобат лития является третьим по объёмам производства в мире кристаллическим материалом, после кремния и арсенида галлия.

Технологии роста кристаллов ниобата лития достигли высокого уровня и высококачественные подложки из этого материала диаметром до 6 дюймов являются коммерчески доступными.

1.2.2 Электроды бегущей волны Типичная ширина оптических волноводов в интегрально-оптических структурах составляет десятки микрометров. Это ведёт к тому, что структуры, которые должны обеспечивать концентрацию электрического поля модулирующей СВЧ волны, так же должны иметь подобные поперечные размеры. Следовательно, для частот порядка десятка ГГц характерные поперечные размеры СВЧ структуры составляют величину, много меньшую длины волны. Для описания поведения таких структур может быть использована теория длинных линий, и при описании распределения поля в сечении волновода можно считать, что распространяется только фундаментальная мода волновода.

Как можно видеть из таблицы 1.3, среди электрооптических коэффициентов ниобата лития максимальным является коэффициент r33. Вследствие этого в конструкции модулятора, как правило, используется такая ориентация полей модулирующей СВЧ и модулируемой оптической волны, чтобы использовать этот коэффициент, т.е. электрические поля модулирующей и модулируемой волн направлены вдоль кристаллографической оси Z кристалла.

Как правило, оптические волноводы ввиду технологических особенностей формируются в плоскости близ поверхности кристалла, вырезанного перпендикулярно одной из его кристаллографических осей.

Таким образом, получили распространения два вида модуляторов, в которых электромагнитные волны в активной зоне распространяются вдоль кристаллографической оси Y:

модуляторы X-среза, и модуляторы Z-среза [48]. Поперечное сечение подобных устройств вместе с направлениями кристаллографических осей ниобата лития схематично изображено на рисунке 1.3.

Рис 1.3. Схематичное изображение поперечного сечения активной зоны модуляторов Xсреза(а), Z-среза(б) 1- кристалл ниобата лития, 2-волноводы, 3-«горячий» электрод, 4 – электроды земли, 5-буферный слой Следует заметить, что между электродами и поверхностью кристалла нанесён буферный слой диэлектрика. В случае модулятора Z-среза наличие данного слоя обязательно, т.к. поле оптической волны, как правило, выходит за пределы кристалла и отсутствие слоя диэлектрика между поверхностью кристалла и металлом вызовет большое затухание оптического излучения в активной зоне вследствие потерь в металле электродов.

Схематичное изображение электрооптического модулятора Маха-Цендера X-среза с электродами бегущей волны представлен на рисунке 1.4 [49]. Электрод в данном случае представляет из себя волновод, по которому распространяется модулирующая электромагнитная волна. Электрическая и оптическая волны распространяются в одном направлении. Взаимодействие происходит на всей области пересечения полей распространяющейся вдоль электродов модулирующей электромагнитной волны и оптической волны в волноводе посредством электрооптического эффекта. Данная область модулятора носит названия «активной области».

Рисунок 1.4.

Схематичное изображение электрооптического модулятора Маха-Цендера Xсреза с электродами бегущей волны В случае, когда групповые скорости обеих волн совпадают (имеется согласование скоростей), волны проходят через зону взаимодействия с одинаковой задержкой по времени.

Однако, эффективные показатели преломления для СВЧ и оптической волны в реальных системах отличаются друг от друга. Это значит, что волны в модуляторе распространяются с разными скоростями (возникает т.н. «рассогласование скоростей»). По мере распространения волн, расстояние между волновыми фронтами постепенно увеличивается. Это ведёт к ухудшению эффективности модуляции с ростом частоты и ограничению рабочей полосы частот модулятора.

Помимо этого, в модуляторах бегущей волны происходит затухание модулирующей волны по мере её распространения по волноводной структуре.

Существуют различные механизмы потерь энергии модулирующей волны в активной зоне модулятора, при этом в СВЧ основной вклад в потери вносят, как правило, омические потери в проводниках и диэлектрические потери (в случае конфигураций, показанных на рисунке 1.3 – это потери в буферном слое и кристаллической подложке) [50,51].

Традиционно в качестве материалов для формирования электродов интегрально-оптических модуляторов на основе ниобата лития используется золото. Существует множество работ, посвящённых расчёту, оптимизации и технологической реализации модуляторов с электродами на основе золота, например [52–57]. Тем не менее, данный подход к построению модуляторов на основе ниобата лития сложился скорее исторически. При этом в модуляторах света с применением электродов бегущей волны при полном согласовании групповых скоростей модулирующей и модулируемой волн рабочая полоса модулятора определяется потерями в волноводе, по которому распространяется модулирующая волна. Потери зависят в том числе и от удельной проводимости металла электродов, являющихся частью волновода.

1.2.3 Дрейф рабочей точки модулятора Одним из самых значительных недостатков модуляторов Маха-Цендера на основе ниобата лития является в наличии явления т. н. дрейфа рабочей точки, которое вызывает медленный дрейф напряжения, прикладываемого к электродам модулятора для удержания интерферометра модулятора в необходимой рабочей точке [58–64].

В результате возникает необходимость постоянной подстройки напряжения смещения на электродах модулятора с целью удержания интерферометра МахаЦендера в обусловленной применением оптимальной рабочей точке (в квадратуре, в точке минимума пропускания и т. д.) Существует несколько механизмов, приводящих к дрейфу рабочей точки.

Внешними источниками дрейфа являются изменения воздействующих на кристалл внешних факторов, таких как температура, влажность или механическая нагрузка.

В некоторых условиях, таких как присутствие источников оптического излучения коротких длин волн и большой мощности, фотоиндуцированные процессы также могут внести вклад в явление дрейфа. Помимо этого, существуют внутренние источники дрейфа, которые связаны с перераспределением электрического заряда внутри структур модулятора [65]. Также следует отметить, что при определённых условиях в интегрально-оптических устройствах на основе ниобата лития фоторефрактивный эффект становится значимым на длинах волн порядка 1,5 мкм, что может повлиять на рабочую точку модулятора [66].

Несмотря на то, что исследованию явлений дрейфа рабочей точки в модуляторах на основе ниобата лития и его минимизации посвящено множество работ, явление дрейфа рабочей точки в современных модуляторах присутствует, а его природа до конца не изучена.

Основным способом борьбы с дрейфом рабочей точки является использование систем автоматического регулирования с обратной связью [65,67,68]. Часть мощности с выхода модулятора перенаправляется на фотодетектор, который преобразует оптическую мощность в электрический сигнал, используемый в последствии для коррекции напряжения смещения. При этом часто для определения текущего положения рабочей точки относительно оптимума на модулятор вместе с непосредственно напряжением смещения подаётся так называемый «пилотный» сигнал [67–69].

1.3 Применение интегрально-оптических модуляторов в системах передачи информации по оптическому волокну Интегрально-оптические модуляторы на основе ниобата лития находят применения во множествах типов систем передачи информации оп оптическому волокну.

Из всего спектра систем особенно требовательными к характеристикам модуляторов являются системы передачи ВЧ и СВЧ сигналов по оптическому волокну, интерес к которым возрос в последние годы [70]. Это вызвано в том числе широким кругом перспективных применений таких систем, таких как распределение высокочастотной несущей, фазированные антенные решётки и т.д.

[71]. Важнейшим параметром, характеризующим такие системы является коэффициент передачи системы, вычисляемым как отношение мощности ВЧ сигнала на выходе системы к мощности, подаваемой на вход. Типичное значение коэффициента передачи таких систем лежит в диапазоне -20 – -30 дБ [72]. Такое низкое значение объясняется малой эффективностью преобразования сигнала в оптический спектр для передачи по волокну и обратного преобразования в электронный вид. Непосредственно потери при передаче сигнала определяются потерями в оптическом волокне и являются достаточно низкими, порядка 0,5 дБ/км.

Одним из путей повышения коэффициента передачи может являться [73], повышение мощности оптической несущей однако существуют фундаментальные ограничения, связанные с нелинейными оптическими эффектами в оптических волноводах [74] и технологическими проблемами создания оптического фотоприёмника с одновременно высоким током насыщения и широкой рабочей полосой частот [75]. При этом в [76] показано, что смещение рабочей точки из квадратуры способно улучшить соотношение сигнал/шум. В [77] исследовались нелинейные искажения для оптических линий с внешней модуляцией при нахождении рабочей точки в квадратуре. В [71] показано влияние смещения рабочей точки на коэффициент передачи при наличии в линии эрбиевого усилителя, однако влияние такого смещения на нелинейные искажения в сигнале показано не было.

Другим относительно новым и требующим дополнительных исследований направлением являются волоконно-оптические системы, использующие для своей работы оптические импульсы высокой экстинкции, такие как системы когерентной рефлектометрии, системы опроса волоконно-оптических датчиков на основе временного мультиплексирования, системы квантового распределения ключей и т.д. Характеристики таких систем зависят от экстинкции оптического импульса [78,79]. Одним из методов генерации оптических импульсов является метод внешней модуляции лазерного излучения высококогерентного источника с использованием внешнего модулятора с высоким коэффициентом экстинкции.

Однако, применение для этих целей амплитудных модуляторов на основе ниобата лития имеет ряд проблем, таких как дрейф рабочей точки интерферометра. В [67,80] описаны методы стабилизации рабочей точки, связанные с подачей пилотного сигнала на вход модулятора и детектирования гармоник пилотного сигнала на выходе линейного фотодетектора, на который поступает часть излучения с выхода интегрально-оптического модулятора. Однако при применяемых подходах, пилотный сигнал сам может являться причиной уменьшения экстинкции оптических импульсов на выходе модулятора. В [81] описан метод, в котором значение ошибки, используемое для коррекции напряжения на bias-входе модулятора, получается в результате усиления, оцифровки и усреднения сигнала с выхода линейного фотодетектора, на который поступает сигнал с модулятора. Однако, данный подход имеет ограничения, связанные с тем что данный метод способен работать лишь при низких коэффициентах заполнения, что вызвано конечным динамическим диапазоном схем оцифровки. Также недостатком данного метода является необходимость применения высокоскоростных систем оцифровки.

1.4 Результаты обзора литературы и постановка задачи исследований На основании приведённых в обзоре литературы сведений, можно отметить, что:

- В литературе недостаточно освещен вопрос связи исследуемых конфигураций интегрально-оптических модуляторов с технологическими ограничениями и влияния изменения геометрии волноводных структур и характеристик материалов на характеристики модуляторов на подложках ниобата лития.

- Существует большое число работ, посвящённых оптимизации характеристикам интегрально-оптических модуляторов на основе ниобата лития с электродами на основе золота, при этом вопрос использования иных материалов в качестве материала электродов освещён мало.

- Существует проблема повышения коэффициента передачи радиофотонного тракта без увеличения мощности несущей и повышения тока насыщения фотоприёмника при сохранении приемлемого уровня нелинейных искажений.

- Достаточно широко освещены способы компенсации дрейфа для удержания модулятора в точке квадратуры, при этом недостаточно полно представлены методы поддержания рабочей точки, необходимой для генерации импульсов с большой экстинкцией и методы формирования импульсов необходимой формы на входе модулятора.

Исходя из результатов обзора литературы были сформулированы задачи диссертационных исследований:

- Исследовать влияние материала электродов на характеристики интегрально-оптических модуляторов бегущей волны на основе ниобата лития

- Исследовать зависимости характеристик интегрального модулятора на основе ниобата лития от геометрических параметров электродов на основе серебра.

- Изучить влияние рабочей точки модулятора на характеристики радиофотонных трактов, содержащих модулятор на основе ниобата лития и эрбиевый усилитель.

- Поиск методов генерации оптических импульсов с высокой экстинкцией с помощью электрооптических амплитудных модуляторов на основе ниобата лития в присутствии дрейфа рабочей точки модулятора.

Глава 2. Оптимальная конфигурация модулятора бегущей волны на основе ниобата лития

2.1 Метод расчёта характеристик модулятора бегущей волны 2.1.1 Методика расчёта и используемые приближения В данной работе рассматривается модель модулятора бегущей полны с копланарным СВЧ волноводом, выполненного на X-срезе кристалла ниобата лития при наличии буферного слоя. Данная конфигурация имеет ряд преимуществ над конфигурацией на Z-срезе [82] Рисунок 1.5. Поперечное сечение активной области модулятора на основе ниобата лития Xсреза Вследствие того, что характерные поперечные размеры копланарного волновода необходимые для эффективной концентрации поля в оптическом волноводе составляют порядка десятков микрометров, что намного меньше длины волны СВЧ излучения в ниобате лития на частотах порядка десятков гигагерц, для анализа данного волновода может быть применена теория длинных линий.

В данной работе путём численного решения двумерных задач методом конечных элементов, находятся погонные параметры длинной линии на сверхвысоких частотах, исходя из которых вычисляются её характеристики.

Далее, вычисляется групповая скорость распространения оптического излучения в оптических волноводах с учётом дисперсии.

Расчёт амплитудно-частотных оптикоэлектрических характеристик, определяемых взаимодействием модулирующей СВЧ и модулируемой оптической волн, проводится с использованием аналитического выражения, выведенного интегрированием фазовых смещений, вызываемых присутствием поля модулирующей волны в интегрально-оптическом волноводе по длине области их взаимодействия.

–  –  –

- Не учитываются акустоэлектрические эффекты, которые могут возникнуть в кристаллах подложки, подобных кристаллу ниобата лития. Ниобат лития обладает пьезоэффектом, в результате чего при появлении на поверхности кристалла электрического поля в подложке возникают поверхностные акустические волны. Такие волны способны отнимать энергию распространяющейся в электродах модулятора электрической волны, а также создавать в подложке акустические резонансы, влияющие на электрооптические характеристики материала подложки [83]. Частоты акустических резонансов, как правило, лежат в области 100 МГц - 1 ГГц [84], что делает предсказания используемой модели недостоверными в данном диапазоне частот [85].

- Не учитываются частотные зависимости электрических и электрооптических характеристик ниобата лития. Компоненты матрицы диэлектрической проницаемости и электрооптических коэффициентов ниобата лития имеют сильную зависимость от частоты, но в области сверхвысоких частот данная зависимость принимается пренебрежимо малой.

- Не учитываются иные виды потерь в СВЧ-волноводе кроме омических потерь в проводниках и диэлектрических потерь в кристаллической подложке и буферном слое.

2.1.2. Эффективный групповой показатель преломления для модулируемой оптической волны Из принципа работы модулятора с электродами бегущей волны следует, что для достижения максимальной полосы пропускания необходимо согласование эффективных групповых показателей преломления модулирующей СВЧ волны и модулируемой волны оптического излучения.

Было теоретически и экспериментально показано [86], что различие абсолютного и групповых показателей преломления на оптических частотах в модуляторах на основе ниобате лития может иметь большое значение при расчёте характеристик интегрально-оптических модуляторов.

Разница абсолютного и группового показателей преломления обусловлена наличием как дисперсии обусловленной используемым материалом подложки (ниобат лития), так и наличием дисперсии обусловленной прохождением оптической волны через оптический волновод.

–  –  –

Поскольку наибольший электрооптический коэффициент действует тогда, когда электрические поля модулирующей и модулируемой волн направлены вдоль оси z кристалла, приведём уравнения для расчёта эффективной групповой скорости, взяв за абсолютный показатель преломления ниобата лития показатель преломления необыкновенной волны.

–  –  –

Длина волны в вакууме 1,55 мкм соответствует частоте составляет 1,935*1014 Гц. Подставляя это значение в выражение (2.5), получаем значение N g = 2,18.

Далее, учитывая связанную с дисперсией в волноводе поправку к групповому показателю преломления, в соответствие с [86] принимаемую приближённо равной 0,006, Групповой показатель преломления модулируемой волны n принимается равным 2,19.

–  –  –

Длинная линия характеризуется такими параметрами как погонное сопротивление её проводников, погонная проводимость, погонные утечки и погонная индуктивность.

При этом постоянная распространения связана с погонными параметрами длинной линии соотношением:

= ( R + jL )(G + jC ), (2.8) где R - погонное сопротивление проводников длинной линии, G - погонные утечки длинной линии, С- погонная ёмкость, L - погонная индуктивность. Длинная линия обладает такими параметрами как коэффициент затухания, эффективный показатель преломления волны в линии, волновое сопротивление. В случае длинной линии с малыми потерями в проводниках и пренебрежимо малыми утечками, постоянная распространения может быть записана в виде

–  –  –

Таким образом, волновое сопротивление и эффективный показатель преломления могут быть найдены численно путём численного расчёта погонной ёмкости волновода, а также погонной ёмкости аналогичных электродов волновода, расположенных в вакууме, без непосредственного вычисления погонной индуктивности.

Следует отметить, что коэффициент затухания зависит от частоты, поскольку вследствие скин-эффекта от частоты зависит погонное активное сопротивление R, а также потери в диэлектриках. Потери, вызванные затуханием СВЧ волны в процессе прохождения через СВЧ структуры модулятора, являются одним из факторов, ограничивающих его рабочую полосу.

- коэффициент затухания СВЧ волны в копланарной линии, который на частотах порядка десятков гигагерц хорошо описывается выражением

–  –  –

первое слагаемое в (2.16) отвечает за потери в токоведущих (проводящих) частях, а второе – за потери в диэлектриках. Потерями в диэлектриках при использовании только лишь ниобата лития и SiO2 на частотах до 10 ГГц, как правило, можно пренебречь [87].

Расчёт параметров волноводов для произвольной геометрии электродов возможен методом конечных элементов с использованием квази-TEM приближения. Для нахождения эффективного показателя преломления СВЧ и волнового сопротивления численно ищется решение уравнения Лапласа

–  –  –

В первой задаче потенциал центрального проводников полагается равным 1 В, потенциал боковых проводников – 0 В. Диэлектрическая проницаемость буферного слоя полагается равной x = y = 3,9, что соответствует плавленому кварцу. Для подложки из ниобата лития учитывается анизотропия x = 28, y = 43, для воздуха x = y = 1 Через найденные компоненты поля Ex ( x, y) и E y ( x, y )

–  –  –

находятся следующие погонные величины:

- Суммарная энергия поля в воздухе Wa1

- Суммарная энергия поля в буферном слое Wb1

- Суммарная энергия поля в подложке Ws1

- Полная энергия электрического поля

–  –  –

Вторая электростатическая задача представляет из себя аналогичную первой, но при её решении для всех диэлектриков включая подложку и буферный слой полагается, что x = y = 1. В результате вычисляются погонные величины энергий Wa2,Wb2,Ws2 и суммарная величина энергий без диэлектриков Wt 2.

–  –  –

Для определения потерь в волноводе ( f ) дополнительно решается двухмерная задача, в которой на частоте сигнала 4 ГГц (произвольно выбранное значение, выше которого выполняется приближение прямо пропорциональной зависимости погонного сопротивления от корня из частоты) вычисляется погонное сопротивление электродов R4ГГц.

Функция ( f ) определяется из следующих соображений. Принимается приближение, в соответствие с которым на потери модулирующей волны влияют лишь омические потери в проводниках и потери в диэлектриках, а прочие виды потерь являются пренебрежимо малыми.

Считается, что для всего диапазона частот, используемого в расчётах, действует приближение в соответствие с которым погонное сопротивление электродов в волноводе с частотой меняется обратно пропорционально величине скин-слоя. Диэлектрические потери считаются прямо пропорциональными частоте. Таким образом, принимается что ( f ) зависит от частоты в соответствие с (2.16).

Зависимость погонного омического сопротивления электродов от частоты определяется выражением

–  –  –

Тангенсы диэлектрических потерь в соответствие с литературными данными [90–94] можно принять следующими: tanb = 0,016, tans = 0,004.

2.1.3 Взаимодействие модулирующей и модулируемой волн При известных характеристиках длинной линии, определяемых геометрией электродов модулятора, имеется возможность проанализировать процесс взаимодействия оптического излучения внутри модулятора с бегущей СВЧ волной.

В случае, если пренебречь потерями СВЧ волны в волноводе, рабочая полоса модулятора будет приближенно определяться выражением [54]

–  –  –

где Nm - эффективный показатель преломления СВЧ волны в структуре, n – показатель преломления оптической волны в оптическом волноводе модулятора, c

– скорость света.

В случае, если структура сформирована так, что рассогласование скоростей отсутствует, а потерями в диэлектрике можно пренебречь, полоса пропускания по уровню 3 дБ будет определяться чисто ростом с частотой потерь в проводниках, приводящих к снижению эффективной длины модулятора.

Выведем выражение для полосы пропускания модулятора при условии полного согласования скоростей модулирующей и модулируемой волн Nm n0 =0,

–  –  –

Выражение (2.28) содержит в себе параметр L – длину области взаимодействия модулирующей и модулируемой волн, которая в данной работе принимается равной 27 мкм.

Функция зависимости ( f ) (рассогласования от частоты), определённая выражением (2.30) находилась следующим образом. Рабочей длиной волны принималась 1555 нм, для неё в соответствие с (2.5) вычислялся групповой показатель преломления,

–  –  –

вычислялась рабочая полоса модулятора f по уровню -3 дБ.

2.2 Расчёт оптимальных геометрических параметров модулятора с электродами на основе серебра при наличии технологических ограничений 2.2.1 Модель модулятора Модель учитывает возможный «завал» стенок электродов модулятора, возникающий в результате неидеальности технологии изготовления.

Поперечное сечение модели модулятора, используемой при расчётах, изображено на рисунке 2.1.

–  –  –

Оптические волноводы считаются расположенными равноудалённо от краёв «горячего» электрода и электродов земли. Следует заметить, что данное положение волноводов может не являться оптимальным с точки зрения полуволнового напряжения [96,97]

Модель имеет следующие геометрические параметры:

W – Ширина центрального электрода G – Межэлектродный зазор у основания электродов

–  –  –

Wd = tg – уширение (невертикальность стенок) электродов Расстояние между центрами оптических волноводов при этом равно сумме G+W, обозначим его Wg.

2.1.4 Влияние материалов электродов на характеристики модулятора Выражение (2.28) для частотной характеристики электрооптического отклика модулятора в случае пренебрежения потерями в материале диэлектрика можно представить в виде

–  –  –

При этом для электродов одной и той же геометрической конфигурации 1 меняется в зависимости от материала, из которого изготовлены параметр электроды вследствие различной проводимости материалов. В соответствие с 1 прямо пропорционален погонному сопротивлению R. При условии, что (2.22) поперечные размеры электродов намного превышают толщину скин-слоя, с учётом изменения толщины скин-слоя R зависит от удельного сопротивления материала в соответствие с выражением

–  –  –

(2.43) 1 1, вычисленные для модуляторов с золотыми Величины параметра электродами, параметры которых приведены в различных источниках, показаны в таблице 2.1. Значения характеризующего потери в проводниках коэффициента. 0

–  –  –

соответствие с (2.37) Таблица 2.1. Параметр 1, вычисленный для модуляторов с золотыми электродами, параметры которых приведены в различных источниках

–  –  –

[98] 0,0230 4,0 0,0460 [99] 0,0921 2,7 0,1243 [100] 0,1151 1,0 0,0575 [53] 0,0403 4,4 0,0886 [101] 0,0276 4,9 0,0677 [102] 0,0196 3,5 0,0342 [103] 0,0230 4,0 0,0460 [104] 0,0460 2,0 0,0460 [105] 0,0430 4,1 0,0882 [106] 0,0450 2,4 0,0540 [107] 0,0414 4,0 0,0829 Как можно видеть, типичные длины зоны взаимодействия модулирующей и модулируемой волн в модуляторах, приведённых в литературе выше, составляют

–  –  –

Влияние потерь в материалах электрода при этом на полосу тем выше, чем 1 (т.е. чем лучше согласованы скорости модулирующей и меньше параметр модулируемой волн). Электроды одинаковой геометрической конфигурации, изготовленные из серебра и золота будут иметь коэффициенты 1 отличающиеся в [108]

–  –  –

раза. При этом следует заметить, что проводимость плёнок материала, нанесённых различными методами, может отличаться от справочной объёмной проводимости материала[109,110]. Как следует из (2.38), при условии полного согласования рабочая полоса частот по уровню -3дБ, рассчитанная для модулятора в котором материалом электродов служит серебро, будет в 1,39 раза больше полосы рассчитанной для аналогичного модулятора в котором материалом электродов служит золото. Представляет интерес функция зависимости прироста полосы модулятора за счёт использования серебра вместо золота от параметров 1 1,

–  –  –

График прироста рабочей полосы модулятора от параметра рассогласования для типичных значений параметра потерь 1 приведён на рисунке 2.4.

Рисунок 2.4.

График прироста рабочей полосы модулятора от изменения параметра рассогласования скоростей 1 при различных значениях параметра потерь 1 Как можно видеть, значительное увеличение полосы возможно даже для геометрических конфигураций, в которых присутствует значительное рассогласование скоростей оптической и электрической волн.

2.2.2 Оптимальная конфигурация модулятора для получения максимальной рабочей полосы частот с учетом технологических ограничений В процессе формирования интегрально-оптических СВЧ структур существуют технологические ограничения, в следствие чего имеются ограничения на геометрические параметры формируемых структур.

Одним из таких ограничений является толщина формируемых электродов:

формирование достаточно толстых электродов представляет из себя сложную технологическую проблему. Другим ограничением является расстояние между оптическими волноводами в формируемом интерферометре Маха-Цендера. При слишком близком расположении волноводов возникает эффект перекачки энергии между волноводами. Минимальное расстояние, на котором возможно расположить волноводы друг от друга при этом будет определяться конкретной технологией изготовления волновода и требованиями к коэффициенту экстинкции модулятора.

Наименее подвержены перекачке энергии волноводы, поле в которых сконцентрировано в меньшем объёме [111].

Была проведена серия расчётов характеристик структур с электродами на основе серебра ( = 1,64 108 Ом м ). Расчёт проводился для толщин буферного слоя в диапазоне 0.2 – 2,5 мкм, G=13 мкм, толщин электродов Te=5, 10, 15, 20, 25 мкм. Длина активной области принималась равной 27 мм. Расстояние между волноводами W+G= 27 мкм.

Графики зависимости эффективного показателя преломления модулирующей волны, рабочей полосы модулятора и волнового сопротивления электродов от буферного слоя для различных толшин электродов представлены на графиках (рисунки 2.5-2.7) Рисунок 2.5. График зависимости эффективного показателя преломления модулирующей волны от толщины буферного слоя для различных толшин электродов.

Как можно видеть, увеличение толщины буферного слоя и толщины электродов приводит к падению эффективного показателя преломления СВЧ волны, поскольку увеличивается доля энергии электрического поля, расположенная в областях с более низкой чем у ниобата лития диэлектрической проницаемостью: в диоксиде кремния и воздухе.

Рисунок 2.6.

График зависимости рабочей полосы модулятора от толщины буферного слоя для различных толшин электродов.

Рисунок 2.7.

График зависимости волнового сопротивления электродов от буферного слоя для различных толшин электродов.

Волновое сопротивление с увеличением толщины буферного слоя растёт вследствие уменьшения погонной ёмкости волновода в соответствие с (2.15).

Из зависимостей видно, что толщина буферного слоя может быть эффективно использована в качестве параметра для коррекции ошибок и погрешностей на этапе осаждения толстых металлических слоев, представляющего наибольшие технологические трудности. Зависимость полосы частот от толщины буферного слоя имеет максимум. Максимальная полоса пропускания достигается при толщине буферного слоя, близкой к толщине буферного слоя соответствующей согласованию скоростей модулирующей и модулируемой волн, но не строго равной ей. Этот эффект объясняется наличием потерь в проводниках и диэлектриках и главным образом зависимостью коэффициента потерь в проводниках от волнового сопротивления и, соответственно, от толщины буферного слоя.

Зависимость оптимальной толщины буферного слоя с точки зрения оптимальной рабочей полосы пропускания от толщины электродов, а также величина полосы пропускания при оптимальной толщине буферного слоя приведены на графиках (рисунки 2.8-2.9).

Рисунок 2.8.

Зависимость оптимальной толщины буферного слоя с точки зрения оптимальной рабочей полосы пропускания от толщины электродов

–  –  –

Особый интерес представляет вопрос влияния расстояния между волноводами на рабочую полосу модулятора. Зависимости оптимальной толщины буферного слоя при G=13 мкм, Te=20 мкм, и соответствующих ей рабочей полосы и волнового сопротивления приведены на графиках (рисунки 2.10-2.12).

Рисунок 2.10.

Зависимость оптимальной толщины буферного слоя от расстояния между оптическими волноводами.

Рисунок 2.11.

Зависимость рабочей полосы при оптимальной толщине буферного слоя от расстояния между оптическими волноводами.

Значение волнового сопротивления при оптимальной толщине буферного слоя приведено на графике Рисунок 2.12. Зависимость волнового сопротивления при оптимальной толщине буферного слоя от расстояния между оптическими волноводами.

Проведённый анализ и рассчитанные на его основе графики, подобные представленным на рисунках 2.5-2.12, содержат информацию о влиянии геометрических параметров на характеристики модулятора и могут быть использованы при выборе оптимальной конфигурации модулятора, при различных критериях оптимизации.

2.2.3 Влияние наклона стенок электродов на характеристики модулятора В результате особенностей технологии формирования электродов может возникнуть ситуация, когда стенки копланарных электродов невертикальны (рисунок 2.13). Это приводит к увеличению доли энергии поля модулирующей волны в воздухе, что соответствует уменьшению эффективного показателя преломления волны.

–  –  –

Расчётные зависимости оптимальной толщины буферного слоя и соответствующей ей рабочей полосы от наклона стенок электродов представлены на графиках (рисунки 2.14, 2.15)

–  –  –

Зависимости коэффициента потерь в проводниках, а также волнового сопротивления при оптимальной толщине буферного слоя от величины уширения представлены на графиках (рисунки 2.16, 2.17) Рисунок 2.16. Зависимость потерь в проводниках при оптимальной толщине буферного от наклона стенок электродов.

Рисунок 2.17.

Зависимость волнового сопротивления при оптимальной толщине буферного от наклона стенок электродов.

При увеличении наклона стенок электродов толщина буферного слоя, необходимая для согласования скоростей модулирующей и модулируемой волн, уменьшается, вследствие увеличения доли энергии электрического поля, сконцентрированной в воздухе.

При меньшей толщине буферного слоя, что соответствуем меньшим потерям в диэлектриках, максимально достижимая полоса падает в том числе из-за превалирования потерь в проводниках над потерями в диэлектриках. Потери в проводниках, в свою очередь, растут при увеличении наклона стенок вследствие уменьшения волнового сопротивления, а также прохождении токов в областях острых углов электродов.

Увеличение наклона электродов также уменьшает волновое сопротивление в соответствие с выражением (2.15), поскольку сокращение расстояния между электродами в их верхней точке вызывает увеличение погонной ёмкости электродов.

Таким образом, наклон стенок приводит к значительным изменениям в оптимальной конфигурации СВЧ волновода.

2.3 Экспериментальные исследования модулятора с электродами на основе серебра 2.3.1 Описание экспериментального образца С учётом имевшихся технологических ограничений был изготовлен опытный образец интегрально оптического модулятора. Использовалась подложка X-среза LiNbO3. В качестве материала токоведущих частей использовалось серебро, которое, как отмечалось выше, может дать увеличение полосы частот, по сравнению с традиционным гальваническим золотом. Геометрическими параметры структуры были выбраны следующими:

G=13 мкм, W=14 мкм, Te=5 мкм, Tb=1,2 мкм длина области взаимодействия модулирующей и модулируемой волн равна 27 мм, полная длина СВЧ волновода равна 32 мм.

Фотография экспериментального образца модулятора с серебряными электродами представлена на рисунке 2.17.

–  –  –

2.3.2 Групповая скорость модулирующей волны и потери в токоведущих частях волновода На изготовленном образце были проведены прямые измерения потерь и задержки СВЧ волны в копланарных электродах. Для измерений использовался векторный анализатор цепей. Для обработки результатов измерения использовался формализм матриц рассеяния. Схема измерений приведена на рисунке 2.18.

Рисунок 2.18.

Блок-схема измерений электрических характеристик образца: а) прямые измерения потерь, б) измерение групповой задержки линии перед электродами модулятора, в) измерение общей групповой задержки.

На рисунке 2.19 представлены графики экспериментальной зависимости измеренного параметра S21 от частоты, а также теоретическая кривая, вычисленная по формуле, учитывающей влияние скин-эффекта,

–  –  –

32 мм. Выражение (2.46) не учитывает картину двумерного распределения токов по сечению проводников, но как было показано в [93] данное приближение дает хорошую точность при 9,1G18,5 мкм, 9,5W13,8 мкм, 4,1Te 7,3 мкм и частотах 2,5-10 ГГц. Следует также заметить, что в выражении (2.46) не учитывается разность волновых сопротивлений измерительной системы и электродов модулятора.

Рисунок 2.19.

Теоретическая и экспериментальная зависимости параметра S21 при измерении электродов модулятора на проход.

Как можно видеть, теоретическая кривая находится в хорошем согласии с экспериментальными данными в диапазоне частот от 2 до 8 ГГц.

Для измерения групповой задержки использовалось короткое замыкание СВЧ электродов на конце копланарной линии (рисунок 2.18 б, в). Для учета групповой задержки в СВЧ тракте, подводящем сигнал к копланарным электродам, дополнительно измерялась групповая задержка при коротком замыкании в начале копланарной линии, непосредственно около входа. Измеренная задержка СВЧ волны при отражении от короткого замыкания и двукратном прохождении электродов составила =0,6 нс. Из результатов измерений был определен эффективный показатель преломления на радиочастотах

–  –  –

Хорошее совпадение полученных теоретических оценок характеристик электродов с результатами экспериментальных измерений свидетельствует о применимости предложенной упрощенной теоретической модели, а также о соответствии материальных характеристик электродов, прежде всего величины удельной проводимости материала токоведущих частей, изготовленных методом гальванического осаждения, известным литературным данным для серебра.

2.3.3 Рабочая полоса модулятора.

Были произведены измерения рабочей полосы электрооптического модулятора. Схема эксперимента представлена на рисунке 2.20. RF-вход электрооптического модулятора подключался к порту 1 векторного анализатора цепей. К RF-выходу модулятора подключалась нагрузка 50 Ом. На оптический вход модулятора подавалось излучение DFB-лазера с длиной волны 1555 нм.

Оптический выход модулятора подключался к фотодетектору (ДФДМШ40-16 производства НПФ «Дилаз»). Выход фотодетектора подключался к порту 2 векторного анализатора, также на детектор подавалось постоянное напряжение смещения 9 В, необходимое для его работы (не показано на схеме). На bias - вход модулятора подключался регулируемый источник напряжения. Векторный анализатор работал в связке с персональным компьютером.

Измерение S-параметров получившейся системы проводилось в диапазоне 60 МГц – 8 ГГц. Путём подстройки напряжения на bias-входе модулятора рабочая точка модулятора устанавливались в квадратуру, что контролировалось по изменению параметров S21 системы во время подстройки: максимальные значения S21 соответствовали работе в квадратуре. Полученные таким образом значения Sпараметров сохранялись в память ПК.

Частотные характеристики используемого в эксперименте фотодетектора ДФДМШ40-16, снятые с использованием анализатора оптических компонент, представлены на рисунке 2.21Рисунок.

Электрооптический ответ модулятора рассчитывался на основании измеренных параметров S21 системы и частотных характеристик детектора EOdet ( f ) в соответствие с выражением

–  –  –

Где K – константа, подбираемая таким образом, что при экстраполяции из диапазона 1-2 ГГц EO(0)0.

Рисунок 2.20.

Блок-схема измерений рабочей полосы модулятора.

–  –  –

Теоретические значение электрооптического ответа модулятора в диапазоне частот 0-8 ГГц вычислялось на основании выражения (2.32) в пренебрежении потерь в диэлектриках, полученное значение переводилось в децибелы.

–  –  –

Как можно видеть, между теоретически рассчитанными и экспериментально измеренными значениями имеется достаточно хорошее совпадение.

2.5 Результаты главы 2 Построена теоретическая модель СВЧ модулятора бегущей волны. В модели использовались следующие приближения:

-Расчёт СВЧ волноводов вёлся в квази-TEM приближении.

-Не учитывались акустоэлектрические эффекты.

–  –  –

-Не учитывались иные виды потерь кроме омических потерь в проводниках и диэлектрических потерь в подложке и буферном слое (потери на излучение, уход энергии в паразитные моды подложки при вводе СВЧ сигнала в волновод и т. п.).

Для расчета основных параметров модулятора использовались следующие методы:

-Расчёт характеристик СВЧ волноводов проводился методом конечных элементов.

-Расчёт рабочей полосы модулятора проводился аналитически на основе полученных характеристик СВЧ волноводов.

Проведен анализ влияние материала токоведущих частей модуляторов на их характеристики. Показано, что ключевым параметром, влияющим на рабочую полосу модулятора бегущей волны на основе ниобата лития, является удельная проводимость материала электродов.

Выявлена взаимосвязь влияния согласованием скоростей и потерь в электродах на рабочую полосу частот модулятора. Показано что повышение проводимости материала может расширить частотную полосу и существенно снизить требования к точности согласования скоростей модулирующей СВЧ волны и модулируемого оптического излучения.

Установлено, что при использовании в качестве материала электродов серебра вместо золота возможно увеличение полосы модулятора в примерно в 1,4 раза. При этом применение материала с большей проводимостью снижает требования к точности согласования модулируемой и модулирующей волн.

Проведен анализ влияния геометрических параметров электродов на основе серебра на характеристики модулятора.

Изучено влияние наклона боковых стенок и расстояния между волноводами.

Увеличение наклона боковых стенок электродов позволяет снизить толщину электродов и диэлектрического буферного слоя, соответствующих точному выполнению условия согласования скоростей, что при неизменной длине активной зоны модулятора приводит к снижению полуволнового напряжения на низких частотах, однако уменьшает полосу частот за счет увеличения высокочастотных потерь в электродах. Показано, что толщина диэлектрического буферного слоя может использоваться как параметр для компенсации ухода геометрических размеров электродов от топологии фотошаблонов, связанная с особенностями технологических процессов.

Вычислены зависимости рабочей полосы модулятора, а также скорости модулирующей волны, коэффициента потерь и волнового сопротивления электродов на основе серебра от их геометрических параметров при толщине электродов 5-25 мкм.

Произведены экспериментальные исследования электрических и электрооптических характеристик образца амплитудного модулятора на основе ниобата лития с электродами на основе серебра. Установлено хорошее согласование результатов теоретического анализа и экспериментальных данных в диапазоне частот 1,5-8 ГГц.

Глава 3. Влияние положения рабочей точки электрооптического модулятора на характеристики оптической линии передачи сигналов

3.1 Преобразования радиосигнала при прохождении по радиофотонной линии связи 3.1.1 Описание модели Важной характеристикой радиофотонной линии передачи является коэффициент передачи. При этом различают радиофотонные линии с прямой модуляцией источника лазерного излучения и линии с внешней модуляцией, которые имеют ряд преимуществ над линиями с прямой модуляцией [2].

Коэффициент передачи таких линий оказывается ограничен такими факторами как доступная мощность используемого источника лазерного излучения и нелинейными эффектами в волокне. Увеличение коэффициента передачи возможно включением в линию оптического усилителя мощности.

Блок схема радиофотонной линии передачи сигнала с внешней модуляцией и эрбиевым усилителем представлена на рисунке 3.1.

Исходный электрических сигнал попадает по на вход модулятора. Рабочая точка модулятора при этом устанавливается с помочью источника напряжения.

Оптическое излучение лазера проходит через модулятор и промодулированное излучение усиливается эрбиевым усилителем. Результирующий сигнал впоследствии детектируется фотодетектором, включенным в обратном смещении.

С выхода детектора снимается выходной сигнал.

Рисунок 3.1.

Модель радиофотонной линии передачи сигнала 3.1.2 Коэффициент передачи радиофотонной линии Зависимость оптической мощности на выходе электрооптического модулятора Маха-Цендера от времени при приложении суммы синусоидального напряжения Vrf и напряжения смещения Vbias, при условии пренебрежения потерями, описывается выражением [112]:

–  –  –

После модулятора сигнал попадает на вход волоконно-оптического эрбиевого усилителя.

Коэффициент усиления эрбиевого усилителя при этом может быть описан эмпирическим выражением [113]

–  –  –

где G0 — коэффициент усиления малого сигнала, PMZ — оптическая мощность на выходе из модулятора, Psat.out — выходная мощность насыщения усилителя, —параметр.

После прохождения эрбиевого усилителя, сигнал проходит по оптическому волокну и попадает на фотодетектор.

Таким образом, в пренебрежении оптическими потерями с системе, фотодетектор, включённый в режиме обратного смещения, будет создавать фототок

–  –  –

Где rmod – входное сопротивление модулятора бегущей волны.

Из выражения (3.3) следует, что при смещении рабочей точки модулятора из квадратуры в сторону меньшего пропускания оптического излучения, увеличивается отношение оптической мощности, осциллирующей на частоте 1-й гармоники, к постоянной составляющей мощности (рисунок 3.2).

1,6 1,4 1,2

–  –  –

Рисунок 3.2.

Характерный график зависимости отношения отношение оптической мощности, осциллирующей на частоте 1-й гармоники, к постоянной составляющей мощности. График

–  –  –

Рисунок 3.3.

Характерный график зависимости коэффициента усиления на выходе эрбиевого усилителя от средней мощности на его входе. График построен для = 1, G0 = 200

–  –  –

эрбиевого усилителя вследствие падения средней мощности его на входе (рисунок 3.3). Оба эти эффекта дают вклад в увеличение коэффициента передачи радиофотонного тракта.

3.1.3 Искажения в радиофотонной линии В качестве меры нелинейных искажений будем использовать амплитуды 2-й и 3-й гармоники, считая, что высшие гармоники не представляют интереса вследствие выхода за рабочую полосу регистрирующих устройств. Коэффициент нелинейных искажений по мощности определим как

–  –  –

3.2 Экспериментальная реализация радиофотонной линии 3.2.1 Описание экспериментальной установки Схема экспериментальной установки представлена на рисунке 3.4. В качестве источника лазерного излучения служил полупроводниковый лазер c центральной длинной волны 1551 нм и регулируемой выходной мощностью до 20 мВт, сигнал с которого подавался на модулятор. В качестве электрооптического модулятора служил опытный образец электрооптического модулятора бегущей волны на основе ниобате лития с полуволновым напряжением 6 В, шириной полосы модуляции до 6 ГГц и оптическими потерями 5 дБ аналогичный описанному в главе 2. Источником сигнала для подачи на bias-вход модулятора с целью контроля рабочей точки служил источник постоянного напряжения, с выходным диапазоном -20..+20 В. В качестве генератора для подачи сигнала на RFвход электрооптического модулятора использовался генератор сигналов синусоидальной формы частотой до 100 МГц с возможностью регулировки амплитуды выходного напряжения в диапазоне 0-1 В. После прохождения модулятора оптический сигнал подавался на вход эрбиевого волоконного усилителя мощности с накачкой на длине волны 980 нм, осуществляемой одновременно с двух сторон эрбиевого волокна (попутно и встречно) через WDMделители. Мощность насыщения волоконно-оптического усилителя могла регулироваться путем изменения мощности лазерных диодов накачки. После усилителя сигнал ослаблялся и поступал на фотоприёмник. В качестве фотоприёмника был использован широкополосный фотоприёмник с чувствительностью 0.7 A/Вт и полосой частот 16 ГГц, максимальным напряжением обратного смещения 20 В (ДФДМШ40-16 производства НПФ «Дилаз»). Обратное смещение для фотодетектора подавалось с источника постоянного напряжения и составляло 10 В. Предельно допустимый обратный фототок для данного фотоприёмника составляет 4 мА. Для исключения повреждения фотоприёмника сигнал на него поступал через оптический аттенюатор с коэффициентом ослабления ~ 10 дБ. Введение данного оптического аттенюатора позволило увеличить максимально допустимую мощность сигнала на выходе эрбиевого усилителя до величины порядка 55 мВт. Полученный на выходе линии электрический сигнал на радиочастоте регистрировался с помощью цифрового осциллографа, имеющего функцию вычисления быстрого преобразования Фурье.

Рисунок 3.4.

Схема экспериментальной установки. 1 – лазер, 2 – модулятор, 3 – эрбиевый усилитель, 4- аттенюатор, 5- фотодетектор, 6

– источник напряжения смещения фотодетектора, 7 – осциллограф, 8 - источник напряжения для bias-входа модулятора, 9- генератор.

10,11 – лазерные диоды накачки. 12,13 WDM-мультиплексоры. 14 – допированное эрбием волокно.

3.2.2 Сравнение теоретически рассчитанных и экспериментально измеренных характеристик радиосигнала на выходе радиофотонной линии В экспериментах измерялись относительные амплитуды первой, второй и третьей гармоник сигнала на выходе фотодетектора.

На первом этапе эрбиевый усилитель был изъят из схемы, таким образом выход электрооптического модулятора был напрямую подключён к аттенюатору перед детектором. Далее было измерено влияние напряжения смещения на biasвходе электрооптического модулятора, определяющее положение рабочей точки, на относительную амплитуду первой гармоники при мощности лазерного излучения на входе системы 20 мВт и амплитуде модулирующего радиосигнала 0,5 В на частоте 97 МГц.

–  –  –

соответствующее минимуму коэффициента передачи первой гармоники. На основе этого значения для каждой точки измерения вычислялось нормированное приведённое напряжение смещения в соответствии с выражением

–  –  –

Где V0 - напряжение смещения на разъёме модулятора, Vmin - измеренное напряжение смещения, соответствующее минимуму коэффициента передачи первой гармоники, Vbias - известное полуволновое напряжение bias-входа модулятора.

Были построены графики теоретической, рассчитанной в соответствие с (3.15) и экспериментальной зависимостей относительной мощности первой гармоники, нормированной на мощность 1-й гармоники при работе в квадратуре.

–  –  –

Результаты представлены на рисунке 3.5.

Рисунок 3.5.

График зависимости относительной мощности первой гармоники ВЧ сигнала в зависимости от нормированного приведённого напряжения смещения, без эрбиевого усилителя мощности. Квадраты – экспериментальные данные, сплошная линия – теоретически рассчитанная зависимость.

В данном случае оптимальным положением рабочей точки модулятора по амплитуде 1-й гармоники сигнала и нелинейным искажениям является квадратура.

Результаты измерения хорошо согласуются с (3.7) и с описанными в [112,114] результатами.

Далее, эрбиевый усилитель был включен межу выходом электрооптического модулятора и фотодетектором. Для различных напряжений смещения были измерены относительные амплитуды первой, второй и третьей гармоник сигнала.

На одном графике были построены теоретическая, построенная в соответствие с (3.15) и экспериментальная зависимости относительной мощности первой гармоники (рисунок 3.6). Также на одном графике приведены теоретическая, построенная в соответствие с (3.13), и экспериментальная, построенная в соответствие с (3.10) зависимости коэффициента нелинейных искажений (рисунок 3.7). Теоретическая зависимость рассчитывалась на основе следующих параметров: G0 = 200, Plaser =0.2 мВт, Psat = 2.5 мВт, Vbias = 13.8 В, V =

6.5 В, V rf =0.65 В, =1.

Рисунок 3.6.

График зависимости относительной мощности первой гармоники ВЧ сигнала от нормированного приведённого напряжения смещения V= (V0-Vmin)/Vbias. Квадраты – экспериментальные точки, сплошная кривая – теоретический расчет.

Как можно видеть, экспериментальные результаты находятся в хорошем согласии с теоретическими данными. На кривой наблюдается максимум, соответствующий максимальному коэффициенту передачи радиофотонного тракта в районе 0,25 нормированного приведённого напряжения смещения. Амплитуда первой гармоники на выходе радиофотонного тракта при значении нормаированного приведённого напряжения 0,25 превышает амплитуду на выходе при работе в квадратуре в 2,5 раза.

Рисунок 3.7.

График зависимости коэффициента нелинейных искажений Knd от нормированного приведённого напряжения смещения V= (V0-Vmin)/Vbias. Квадраты – экспериментальные точки, сплошная кривая – теоретический расчет.

Экспериментально измеренная и рассчитанная в соответствие с (3.13) зависимости коэффициента нелинейных искажений от нормированного приведённого напряжения смещения так же хорошо согласуются друг с другом.

В точке 0,25 нормированного приведённого напряжения смещения, примерно соответствующей максимуму коэффициента передачи, коэффициент нелинейных искажений, рассчитанный в соответствие с (3.13) составляет порядка 0,5%.

3.3 Результаты главы 3 В данной главе был произведён теоретический анализ влияния рабочей точки электрооптического модулятора Маха-Цендера на коэффициент передачи и нелинейные искажения в радиофотонной линии, содержащей в себе волоконный эрбиевый усилитель.

Также был реализован макет радиофотонной линии на основе интегральнооптического амплитудного модулятора, содержащей эрбиевый усилитель, произведён анализ зависимости нелинейных искажений и коэффициента передачи в ней от положения рабочей точки модулятора.

Показано, что использование оптического усилителя после внешнего модулятора в режиме близком к насыщению позволяет получить за счет смещения рабочей точки прирост в максимальном значении коэффициента передачи порядка 5 дБ по отношению к ограниченному насыщением значению при работе в квадратуре. Максимум коэффициента передачи наблюдается при положении рабочей точки соответствующему нормированному приведённому напряжению смещения порядка 0,25, что соответствует разнице фаз в плечах интерферометра Маха-Цендера порядка 45 градусов. Наблюдаемый при этом уровень нелинейных искажений находится на уровне порядка 0,5%.

Глава 4. Генерация оптических импульсов с использованием интегрально-оптических модуляторов на основе ниобата лития

4.1 Проблема создания импульсов с большой экстинкцией Генерация оптических импульсов с высокой экстинкцией используется в оптоволоконных системах с временным мультиплексированием, системах когерентной рефлектометрии, системах квантового распределения ключей. При этом величина экстинкции импульсов в таких системах влияет на уровень шумов и динамический диапазон [78,79].

Одним из методов генерации импульсов с высокой экстинкцией является использование высококогерентного источника лазерного излучения постоянной мощности в совокупности с внешним высокочастотным LiNbO3 модулятором Маха-Цендера, обладающего высоким коэффициентом экстинкции. При этом генерация высокочастотных импульсов обладающих высокой экстинкцией с LiNbO3 использованием модулятора, обладающего высокой статической экстинкцией является нетривиальной задачей.

Одной из проблем при применении данного метода является создание корректной формы импульса напряжения на электродах модулятора. Стандартные генераторы прямоугольных импульсов, как правило, имеют неспецифицированный параметр времени установления при работе на произвольную нагрузку.

Другой проблемой является присутствие в LiNbO3 модуляторах МахаЦендера явления дрейфа рабочей точки, вследствие чего необходима постоянная коррекция напряжения смещения для удержания рабочей точки интерферометра в минимуме пропускания, при этом определение положения рабочей точки является нетривиальной задачей, поскольку это требует измерения пропускаемой оптической мощности на дне импульса на фоне превышающей её на 4-5 порядков оптической мощности на пике импульсов.

Также отдельной проблемой является контроль экстинкции сгенерированных импульсов, вследствие недостаточного динамического диапазона и переходных процессов стандартного измерительного оборудования.

4.2 Формирование импульса напряжения необходимой формы на электродах интегрально-оптического модулятора. Генератор электрических импульсов с плоским дном.

Одним из основных параметров, определяющих форму оптического импульса с большой экстинкцией на выходе интегрально-оптического модулятора, является форма электрического импульса на его входе. Генерация импульса, обеспечивающего быстрое переключение модулятора из состояния с большой пропускаемой оптической мощностью в состояние с низкой пропускаемой мощностью за короткое время представляет из себя отдельную проблему. Для коммерчески доступных генераторов импульсов форма импульса на выходе генератора при смене высокого уровня напряжения на низкий, как правило, не специфицирована.

Зависимость мощности на выходе электрооптического модулятора МахаЦендера, рабочая точка которого находится в минимуме, от напряжения описывается при пренебрежениями оптическими потерями на ввод уравнением

–  –  –

При этом данное выражение описывает стационарный случай. В случае подачи напряжения, зависящего от времени на модулятор Маха-Цендера выполненный на основе ниобата лития, выходная мощность модулятора вследствие присутстивя в различных эффектов, таких как пьезо-электрические эффекты, эффекты перераспределения зарядов и.т.п. будет зависеть от времени и от формы подаваемого импульса V(t).

В случае пренебрежения такого рода эффектами, т.е. при рассмотрении сигналов таких областей частот, где данные эффекты слабы, для оценки коэффициена экстинкции можно воспользоваться квазистационарным приближением. Таким образом, рассматривая квазистационарный случай, в случае если имеется ошибка выставления закрывающего напряжения Verr коэффициень экстинкции будет описываться формулой.

–  –  –

Для получения минимальной ошибки напряжения на электродах модулятора за максимально короткое время после начала его переключения из открытого состояния в закрытое, может использоваться особый класс устройств - генераторы импульсов с плоским дном (Flat-Bottom Pulse Generator, FBPG) конструкции подобных устройств описаны в литературе [115–118] Исследовалась конструкция генератора импульса, подобная описанной в [118]. Генератор представляет из себя составное устройство, в котором к коммерчески доступному генератору с 50-омным выходом, генерирующего последовательность двуполярных импульсов, последовательно в линию включается высокоскоростной полупроводниковый диод (рисунок 4.1). Роль нагрузки при этом выполняет интегральнооптический модулятор бегущей волны.

–  –  –

Вследствие сложности прямого измерения времени установления в такой системе, по причинам, описанным в главе 4.1, исследование формы импульса на выходе такого генератора производилось методом моделирования в SPICEсимуляторе. В качестве модулятора, использовался модулятор бегущей волны с экстинкцией, превышающей 40 дБ.

С целью характеризации модулятора как линейной электрической нагрузки с помощью векторного анализатора были произведены измерения комплексного значения параметра S11 в диапазоне 10 МГц - 5 ГГц при подключении 1-го порта анализатора к RF-порту модулятора.

На основе полученных данных модулятор был приближённо представлен эквивалентной схемой, представленной на рисунке 4.2.

–  –  –

Z0 = 50 Ом.

Для оценки качества представления RF-порта модулятора эквивалентной схемой, в соответствие с выражением (4.4) из полученного в результате модулирования импеданса был вычислен параметр S11. Сравнение измеренного в ходе эксперимента и вычисленного таким образом параметров S11 приведено на графиках. С целью лучшего графического представления скачки фазы, связанные с переходом фазы через значения равные ±, были устранены.

Рисунок 4.3.

Измеренные амплитуда и фаза параметра S11 модулятора (пунктирная линия) и полученные в результате симуляции амплитуда и фаза параметра S11 схемы замещения модулятора (сплошная линия) при измерении 50-ом системой.

В качестве полупроводникового диода для генератора импульса с плоским дном выступал диод Шоттки HSMS-282. Параметры расширенной SPICEмодели диода HSMS-282, использовавшейся в симуляции, приведены в таблице 4.2.

В качестве коммерчески доступного генератора, модель которого использовалась для симуляции, выступал генератор Instek GFG-3015.

Для оценки амплитуды и длительности «звона» на выходе генератора использовался следующий метод: генератор, настраивался на выдачу импульсов прямоугольной формы со следующими параметрами:

–  –  –

-Постоянная составляющая: 2 В

-Коэффициент заполнения: 20% Далее генератор подключался к осциллографу АКИП 75-444В, настроенному на съём сигнала со следующими параметрами:

–  –  –

Параллельно входу осциллографа для согласования волнового сопротивления с линией был подключен терминатор 50 Ом.

Таблица 4.2.

Параметры расширенной SPICE-модели диода

–  –  –

С усреднением снималась характерная форма импульса генератора.

Результат измерения формы импульса в районе спада представлен на рисунке

4.4 в разном масштабе. Как можно видеть, переходные процессы явно выражены.

В соответствие с формулой (4.3), для модулятора с полуволновым напряжением 5 В и импульса с желаемой экстинкцией 50 дБ максимальное напряжение ошибки составит 23 мВ. Таким образом, время установления от середины заднего фронта импульса (измеренного по среднему значению сигнала) до приемлемого значения напряжения ошибки составит порядка 500 нс.

Следует учесть, что данное измерение может служить лишь оценкой сверху, поскольку время установления осциллографа АКИП 75-444В также не специфицировано.

Для моделирования в SPICE-симуляторе данные о зависимости формы импульса от времени использовались в источнике напряжения, стоящем перед полупроводниковым диодом. При этом разрешение по времени для импульса генератора было увеличено в 4 раза с использованием интерполяции кусочными полиномами Эрмита.

–  –  –

В результате моделирования получена форма напряжения на входе электрооптического модулятора (рисунок 4.5).

Рисунок 4.5.

Зависимость напряжения на выходе генератора импульсов с плоским дном от времени, полученная в результате моделирования.

Таким образом, время установления от середины заднего фронта импульса до уровня 23 мВ на входе модулятора, сигнал на который подаётся с генератора импульсов с плоским дном, может быть оценено сверху в 20 нс.

4.3 Верификация формы и экстинкции импульса на выходе модулятора с использованием детектора единичных фотонов Как было отмечено ранее, измерение экстинкции оптического импульса с использованием стандартных полупроводниковых оптоэлектронных детекторов, снабжённых усилителем с последующей регистрацией формы электрического импульса на выходе, осложнено наличием остаточных явлений во входных цепях регистрирующих устройств после прохождения электрического импульса большой амплитуды.

Решением этой проблемы может являться переход к принципиально другому методу регистрации импульсных оптических сигналов. Было предложено использовать устройство регистрации единичных фотонов, с последующим набором статистики по временам регистрации отдельных фотонов. Схема экспериментальной установки для измерения коэффициента экстинкции в динамическом режиме представлена на рисунке 4.6.

Рисунок 4.6.

Блок-схема экспериментальной установки для измерения динамического коэффициента экстинкции, использующая детектор в режиме счета единичных фотонов.

В качестве источника света использовался одночастотный полупроводниковый лазер с длиной волны 1555 нм. Непрерывное излучение лазера подавалось на модулятор. В качестве источника модулирующего сигнала использовался стандартный генератор сигналов специальной формы в режиме генерации последовательности прямоугольных импульсов. Сигнал с генератора через описанную ранее схему формирования плоского дна подавался на RF вход модулятора. К DC входу модулятора был подключен источник постоянного напряжения, который использовался для ручной регулировки рабочей точки. Сразу после модулятора в оптической схеме стоял волоконный делитель, где оптический сигнал делится на два измерительных канала. В первом канале стоял измеритель оптической мощности, который использовался для выставления рабочей точки. Во втором канале был установлен оптический аттенюатор с регулируемым коэффициентом затухания ~ 30 дБ, после прохождения которого свет попадал на счетчик единичных фотонов на основе сверхпроводящего детектора. В случае попадания на детектор фотона и его поглощения детектор нагревался и выходил из сверхпроводящего состояния, при этом на выходе формировался импульс напряжения длительностью 10 нс. Счет импульсов происходил при помощи частотомера либо с использованием запоминающего осциллографа. На первом этапе измерений выставлялся коэффициент пропускания оптического аттенюатора.

При помощи источника постоянного напряжения модулятор устанавливался в максимум пропускания. Регулируя ослабление аттенюатора, добивались показаний частотомера 10 МГц.

Статистика регистрации фотонов описывается распределением Пуассона, где регистрация каждого отдельного фотона рассматривается как независимое событие.

–  –  –

где p(n) – вероятность детектирования n фотонов в промежуток времени Ts,

–средняя частота, с которой фотоны взаимодействуют на детектором.

В [119] показано, что при использовавшихся характеристиках детектора и оптического излучения (мёртвое времени порядка 8 нс, ток смещения порядка 0,85 критического тока, частота регистрации фотонов порядка 107 событий в секунду и меньше), частота регистрации фотонов линейно (с точностью до октавы) зависит от падающей входной мощности. Таким образом, при подсчёте количества фотонов, взаимодействующих с детектором в единицу времени, можно пренебречь наличием у детектора мёртвого времени и нелинейностью зависимости частоты регистрации фотонов от мгновенной мощности на входе.

При определении формы оптического импульса с высокой экстинкцией путём набора статистики срабатываний детектора необходимо определить количество реализаций оптического импульса, требуемое для набора статистики.

Необходимое количество реализаций импульса будет определяться такими факторами как требуемое разрешение по времени и допустимый уровень дробовых шумов.

В соответствие с распределением Пуассона, сигнал-шум при количестве фотонов N, взаимодействовавших с детектором за промежуток времени Ts, при средней частоте взаимодействия фотонов с детектором равной, и числе реализаций импульса NR определяется выражением (4.6) = = Таким образом, при средней частоте взаимодействия фотонов с детектором при полностью открытом модуляторе порядка 107 Гц, для измерения формы импульса с экстинкцией 40 дБ, разрешением по времени 32 нс и отношением сигнал-шум равным 4, количество требуемых реализаций импульса для набора статистики будет определяться выражением (4.7) = = 5 10 Далее меняя постоянное смещение на DC входе модулятора и контролируя показания измерителя оптической мощности, выставляли минимум пропускания (рабочая точка). Наблюдаемый при этом в статическом режиме коэффициент экстинкции составлял 48 дБ, что подтверждалось показаниями частотомера ~ 160 Гц. После этого модулятор стоял в рабочей точке, соответствующей минимуму пропускания в течении часа при постоянной ручной подстройке напряжения на DC входе до момента, когда дрейф рабочей точки значительно снизился. Посте этого RF на вход модулятора был подан сигнал в виде периодической последовательности прямоугольных импульсов амплитудой 4 В, длительностью 0,5 мкс с частотой следования 100 кГц. Импульсы с детектора фотонов записывались цифровым осциллографом вместе с импульсами синхронизации генератора, которые использовались для отсчета времени. Период выборки осциллографа составлял 3,2 нс. Были записаны сигналы на протяжении 640000 импульсов генератора. Регистрация данных велась в файлы длительностью по 3200 импульсов модулятора в каждом. На рисунке 4.7 представлено распределение суммарного числа фотонов, привязанное по времени к синхронизирующему импульсу. Находилось суммарное число фотонов, зарегистрированных в равные промежутки времени 32 нс (10 выборок) по всем 640000 записанным реализациям импульса Рисунок 4.7. Форма оптического импульса. Суммарное число фотонов зарегистрированных в промежутке времени 32 нс по 640000 реализациям импульса. График приведён в 2 разных масштабах Нужно отметить, что наблюдаемый при этом коэффициент экстинкции оптического импульса несколько ниже чем коэффициент экстинкции модулятора вследствие того, что амплитуда модулирующего сигнала V = 4 В была меньше чем полуволновое напряжение V = 5,5 В, необходимое для полного открытия модулятора. Выражение для коэффициента экстинкции модулятора может быть получено с учетом косинусоидальной передаточной характеристики.

–  –  –

Вычисленный по формуле (4.8) коэффициент экстинкции составляет порядка 29 дБ.

На диаграмме формы импульсов заметно отсутствие переходных процессов, что согласуется с работой генератора импульсов с плоским дном согласно предложенной модели.

4.4 Детектор для измерения формы оптических импульсов с большой экстинкцией Как было отмечено ранее особую проблему представляют остаточные явления во входных цепях регистрирующих устройств, следующих за приходом на детектор оптического импульса большой амплитуды. Для решения данной проблемы была предложена схема детектора оптического импульса, изображённая на рисунке 4.8.

Рисунок 4.8. схема детектора оптического импульса

Фотоприёмник PD1 модели IR-1335 включен по схеме с обратным смещением, ток, проходящий через фотоприёмник вызывает появление потенциала на аноде диода VD2 (HSMS-232). Для ограничения тока, с целью исключения повреждения фотоприёмника VD1 при попадании на него оптического излучения большой мощности, в цепь также включен резистор R1. Напряжение с катода фотоприёмника поступает на повторитель напряжения, реализованный на ОУ AD8056. Выход повторителя соединён с выходом устройства через резистор R2 с целью обеспечения выходного сопротивления устройства равного 50 Ом.

Зависимость выходного напряжения на детекторе от входной мощности (калибровочная кривая) представлена на графике (рисунок 4.9).

Рисунок 4.9.

Зависимость выходного напряжения на детекторе от входной мощности Реакция детектора на прямоугольный оптический импульс длительностью 2 мкс, пиковой мощностью величиной 3 дБм и экстинкцией 30 дБ, представлена на графике (рисунок 4.10) Рисунок 4.10. Реакция детектора на прямоугольный оптический импульс.

Сопоставление данных графика с данными калибровочной кривой даёт время установления после окончания импульса оп уровню 0.1% не превышающее 3 мкс.

4.5 Проблема дрейфа рабочей точки электрооптического модулятора. Система стабилизации рабочей точки.

В случае с генерацией импульсов с высокой экстинкцией, использование фотодетекторов с линейной зависимостью выходного напряжения от входящей мощности оптического излучения затруднено вследствие перегрузки усилительных каскадов цепей детектора, а также общей сложности точных измерений формы малых сигналов, следующих за сигналами большого уровня [117,120–124].

В данной работе для удержания рабочей точки модулятора в области, обеспечивающей большую экстинкцию оптического импульса, предлагается использовать детектор с нелинейной характеристикой от мощности Схема детектора представлена на рисунке 4.11.

Рисунок 4.11.

Схема детектора с нелинейной характеристикой и усреднением.

Входной каскад аналогичен цепи нелинейного детектора. Сигнал с повторителя поступает на RC фильтр, образованный резистором R3 и конденсатором С2. Полученный сигнал малой частоты поступает на повторитель, так же реализованный на ОУ AD8056, с выход которого является выходом устройства.

Схема макета для генерации импульсов большой экстинкции с системой стабилизации рабочей точки, включающей в себя нелинейный детектор показана на рисунке 4.12.

Рисунок 4.12.

Схема макета для генерации импульсов большой экстинкции. Источник излучения – перестраиваемый лазер, троенный на длину волны 1555 нм. Модулятор – обладающей экстинкцией лучше 40 дБ интегрально-оптический модулятор на основе ниобата лития, Делитель – оптический делитель 1:10 генератор импульсов с плоским дном – генератор, аналогичный описанному в главе 4.2, Усилитель – линейный усилитель напряжения на основе ОУ с коэффициентом усиления равным 3 и диапазоном выходного напряжения В.

Управление напряжением на DC электродах осуществлялось посредством устройства сбора данных L-Card E14-140M, включающей в свой состав ЦАП/АЦП и имеющей возможность управления с компьютера. Был разработан алгоритм измерений, который был реализован в виде программы на ПК. В начальный момент проводилось сканирование напряжения на DC электродах, путем линейного нарастания в диапазоне -15…+15 В. При этом регистрировалась амплитуда сигнала на выходе фотоприемника. Выбиралось начальное напряжение, соответствующее одному из минимумов на данной характеристике и запускался алгоритм стабилизации рабочей точки.

С частотой несколько десятков герц проводится следующая процедура:

Регистрируется сигнал, идущий с фотодетектора и пропорциональный оптической мощности на выходе модулятора. Напряжение на DC электродах (biasвходе) модулятора изменяется на 20 мВ. Если при этом сигнал фотодетектора вырос – напряжение возвращается к предыдущему значению и на следующем шаге напряжение меняет знак (направление) изменений. Если сигнал фотодетектора упал – напряжение сохраняет выставленное значений и на следующем шаге напряжение продолжает изменяться в том же направлении (сохраняет знак изменения).

В результате была достигнута устойчивая стабилизация экстинкции оптических импульсов с величиной лучше 40 дБ.

4.6 Результаты главы 4 Исследована проблема генерации и характеризации оптических импульсов с высоким коэффициентом экстинкции. Основными проблемами являются длительные переходные процессы в регистрирующих схемах, дрейф рабочей точки модулятора и сложность удержания рабочей точки в минимуме пропускания модулятора.

Показано, что методы статистики единичных фотонов могут быть эффективно использованы для детектирования формы оптических импульсов с высоким коэффициентом экстинкции в периодических сигналах.

Для минимизации сигнала в минимуме пропускания интегрально оптического модулятора был разработан оригинальный метод стабилизации рабочей точки. Для экспериментальной реализации данного метода предложена конструкция генератора импульса с плоским дном и разработан нелинейный оптический детектор. Экспериментально продемонстрирована генерация периодической последовательности импульсов с коэффициентом экстинкции более 40 дБ, длительностью 2 мкс и периодом повторения 100 кГц.

Заключение

Основные результаты, полученные в работе, заключаются в следующем:

- Проведенные теоретические исследования показали взаимосвязь характеристик модуляторов с возможностями и ограничениями технологии их изготовления. Разработаны методы поиска оптимальных характеристик модуляторов с учетом ограничений технологических процессов и компромиссов между различными параметрами. В частности, показана возможность расширения полосы частот при увеличении проводимости материала электродов и изучено влияние наклона стенок.

- Показана возможность повышения коэффициента передачи радиофотонной линии за счет выбора оптимальной рабочей точки модулятора без необходимости улучшения характеристик оптических компонентов.

- Показано, что электрооптические модуляторы на подложках ниобата лития могут эффективно использоваться для генерации оптических импульсов с высокой экстинкцией при использовании метода стабилизации рабочей точки, основанного на нелинейном детектировании.

Основные публикации по теме диссертации

1. Лебедев В.В., Ильичев И.В., Агрузов П.М., Шамрай А.В. Влияние материала токоведущих частей электродов на характеристики интегральнооптических СВЧ-модуляторов // Письма в Журнал технической физики. 2014. Т.

40. № 17. С. 39–46.

2. Петров А.Н., Тронев А.В., Лебедев В.В., Ильичев И.В., Величко Е.Н., Шамрай А.В. Повышение коэффициента передачи радиочастотной волоконнооптической линии за счет управления рабочей точкой внешнего модулятора // Журнал технической физики. 2015. Т. 85. № 5. С. 131–136.

3. Petrov A., Ilichev I., Agruzov P., Lebedev V., Velichko E., Shamray A.

Influence of external electrooptical modulator biasing on gain and nonlinear distortions in analog fiber-optic links // J. Phys.: Conf. Ser. 2014. Vol. 541. № 1. P. 12047.

4. Petrov A., Tronev A.V., Lebedev V., Il’ichev I.V., Velichko E., Shamray A.

High dynamic extinction ratio and pulse modulation of optical signals // J. Phys.: Conf.

Ser. 2015. Vol. 643. № 1. P. 12038.

5. Лебедев В.В., Ильичев И.В., Каретко В.С., Шамрай А.В. Анализ конфигурации интегрально-оптического СВЧ модулятора // V Всероссийская научно-техническая конференция «Электроника и микроэлектроника СВЧ».

Санкт-Петербург, 2016. С. 352–356.

6. Lebedev V., Tronev A., Petrov A., Agruzov P., Ilichev I., Shamray A.

Generation of high extinction optical pulses by means of LiNbO3 Mach-Zehnder modulators // 2016 International Conference Laser Optics (LO), 2016. P. R8-49-R8

–  –  –

2. Broadband Optical Modulators: Science, Technology, and Applications. 1 edition / ed. Chen A., Murphy E. Boca Raton: CRC Press, 2011. 568 p.

3. Boudrioua A. Photonic Waveguides. 1 edition. Wiley-ISTE, 2013. 320 p.

4. Kostritskii S.M. et al. Structure and properties of optical waveguides in stoichiometric LiNbO3 crystals // Semiconductors. 2009. Vol. 43, № 13. P. 1704–1708.

5. Kostritskii S.M. et al. Phase Composition and Electro-Optic Properties of Proton-Exchanged Waveguides in Lithium Niobate Crystals // J. Appl. Spectrosc. 2015.

Vol. 82, № 2. P. 234–241.

6. Kostritskii S.M., Korkishko Y.N., Fedorov V.A. Optimization of multifunction integrated optics chip fabricated by proton exchange in LiNbO3. 2013. Vol.

9065. P. 90650E–90650E–6.

7. Ridgway R.W., Dohrman C.L., Conway J.A. Microwave Photonics Programs at DARPA // J. Light. Technol. 2014. Vol. 32, № 20. P. 3428–3439.

8. Wooten E.L. et al. A review of lithium niobate modulators for fiber-optic communications systems // IEEE J. Sel. Top. Quantum Electron. 2000. Vol. 6, № 1. P.

69–82.

9. Griffin R.A., Tipper A., Betty I. Performance of MQW InP Mach-Zehnder modulators for advanced modulation formats // Optical Fiber Communication Conference, 2005. Technical Digest. OFC/NFOEC. 2005. Vol. 2. P. 3.

10. Devaux F. et al. Electroabsorption modulators for high-bit-rate optical communications: a comparison of strained InGaAs/InAIAs and InGaAsP/InGaAsP MQW // Semicond. Sci. Technol. 1995. Vol. 10, № 7. P. 887.

11. Kato H. et al. A high-speed GaAs-based electro-optic modulator for polarization, intensity, and phase modulation. 2013. Vol. 8832. P. 883205-1-883205– 883207.

12. Steier W.H. et al. Polymer electro-optic devices for integrated optics // Chem. Phys. 1999. Vol. 245, № 1–3. P. 487–506.

13. Marris-Morini D. et al. Recent Progress in High-Speed Silicon-Based Optical Modulators // Proc. IEEE. 2009. Vol. 97, № 7. P. 1199–1215.

14. Kostritskii S.M. et al. Electro-Optical Properties of Different HxLi1-xNbO3 Phases in Proton-Exchanged LiNbO3 Waveguides // Ferroelectrics. 2012. Vol. 440, № 1.

P. 47–56.

15. Alferness R.C. et al. Low-loss, broadband Ti:LiNbO3 waveguide phase modulators for coherent systems // Electron. Lett. 1986. Vol. 22, № 6. P. 309–310.

16. Benedetto S. et al. Multilevel polarization modulation using a specifically designed LiNbO/sub 3/device // Photonics Technol. Lett. IEEE. 1994. Vol. 6, № 8. P.

949–951.

17. Шамрай А.В. и др. Новый метод управления формой спектральных характеристик брэгговских решеток в электрооптических материалах // Квантовая Электроника. 2005. Т. 35, № 8. С. 734–740.

18. Петров М.П. и др. Электрически управляемый интегрально-оптический фильтр // Письма В ЖТФ. 2004. Т. 30, № 3.

19. Cho P.S., Khurgin J.B., Shpantzer I. Closed-Loop Control of LiNbO3 Quadrature Modulator for Coherent Communications // Optical Amplifiers and Their Applications/Coherent Optical Technologies and Applications (2006), paper CThC2.

Optical Society of America, 2006.

20. Kaplan A. et al. LiNbO3 integrated optical QPSK modulator and coherent receiver // Proc. ECIO. Citeseer, 2003. Vol. 3. P. 78–82.

21. Becker R.A. Multigigahertz lumped-element electrooptic modulators // IEEE J. Quantum Electron. 1985. Vol. 21, № 8. P. 1144–1146.

22. Becker R.A. Broad-band guided-wave electrooptic modulators // IEEE J.

Quantum Electron. 1984. Vol. 20, № 7. P. 723–727.

23. White G., Chin G.M. Travelling wave electro-optic modulators // Opt.

Commun. 1972. Vol. 5, № 5. P. 374–379.

24. Krahenbuhl R. et al. High-speed optical modulator in LiNbO3 with cascaded resonant-type electrodes // J. Light. Technol. 2006. Vol. 24, № 5. P. 2184–2189.

25. Nguyen T.G., Mitchell A., Visagathilagar Y.S. Investigation of Resonantly Enhanced Modulators on LiNbO3 Using FEM and Numerical Optimization Technique // J. Light. Technol. 2004. Vol. 22, № 2. P. 526–533.

26. Howerton M.M., others. Investigations on short-path-length high-speed optical modulators in LiNbO3 with resonant-type electrodes // J. Light. Technol. 2001.

Vol. 19, № 9. P. 1287–1297.

27. Betts G.E., Johnson L.M., Cox C.H. High-Sensitivity Bandpass RF Modulator In LiNbO3 // Proc. SPIE. 1988. Vol. 993. P. 110–116.

28. Kawanishi T. et al. Low-driving-voltage band-operation LiNbO3 modulator with lightwave reflection and double-stub structure // Electron. Lett. 2002. Vol. 38, №

20. P. 1204–1205.

29. Wooten E.L. et al. A review of lithium niobate modulators for fiber-optic communications systems // IEEE J. Sel. Top. Quantum Electron. 2000. Vol. 6, № 1. P.

69–82.

30. Macario J. et al. Full spectrum millimeter-wave modulation // Opt. Express.

2012. Vol. 20, № 21. P. 23623–23629.

31. Kawanishi T. et al. LiNbO3 resonant-type optical modulator with doublestub structure // Electron. Lett. 2001. Vol. 37, № 20. P. 1244.

32. Properties of Lithium Niobate / ed. Wong K.K. London: The Institution of Engineering and Technology, 2002. 432 p.

33. Bernal E., Chen G.D., Lee T.C. Low frequency electro-optic and dielectric constants of lithium niobate // Phys. Lett. 1966. Vol. 21, № 3. P. 259–260.

34. Lenzo P.V., Spencer E.G., Nassau K. Electro-Optic Coefficients in SingleDomain Ferroelectric Lithium Niobate // JOSA. 1966. Vol. 56, № 5. P. 633–635.

35. Zook J.D., Chen D., Otto G.N. Temperature dependence and model of the electrooptic effect in LiNbO3 // Appl. Phys. Lett. 1967. Vol. 11, № 5. P. 159–161.

36. Turner E.H., Nash F.R., Bridenbaugh P.M. Dependence of Linear Electro Optic Effect and Dielectric Constant on Melt Composition in Lithium Niobate // J. Appl.

Phys. 1970. Vol. 41, № 13. P. 5278–5281.

37. Onuki K., Uchida N., Saku T. Interferometric Method for Measuring Electro-Optic Coefficients in Crystals // JOSA. 1972. Vol. 62, № 9. P. 1030–1032.

38. Sonin A.S., Lomova L.G. Spontaneous electrooptical effect in crystals of lithium niobate // Sov. Phys. Solid State USSR. 1968. Vol. 9, № 11. P. 2607.

39. Iwasaki H. et al. Temperature and Optical Frequency Dependence of the D.

C. Electro-Optic Constant r22T of LiNbO3 // Jpn. J. Appl. Phys. 1967. Vol. 6, № 12. P.

1419–1422.

40. Holmes R.J. et al. Evaluation of crystals of LiNbo3 doped with MgO or TiO2 for electrooptic devices // Ferroelectrics. 1983. Vol. 51, № 1. P. 41–45.

41. Moon B.-H., Lee J.-H., Jang M.-S. A Study of Linear Electro-Optic Effect and the Optical Damage of LiNbO3 Single Crystals // New Phys. Korean Phys. Soc. 1985.

Vol. 25, № 2. P. 180–185.

42. Kaminow I.P. An Introduction to Electrooptic Devices: Selected Reprints and Introductory Text By. Academic Press, 2013. 409 p.

43. Ney P. et al. Accurate interferometric method for the measurement of electro-optic coefficients: application to a single -barium borate crystal // JOSA B. 2000.

Vol. 17, № 7. P. 1158–1165.

44. de Toro J.A. et al. Accurate interferometric measurement of electro-optic coefficients: application to quasi-stoichiometric LiNbO3 // Opt. Commun. 1998. Vol.

154, № 1–3. P. 23–27.

45. Kaminow I.P. et al. Crystallographic and electrooptic properties of cleaved LiNbO3 // J. Appl. Phys. 1980. Vol. 51, № 8. P. 4379–4384.

46. Turner E.H. HIGHFREQUENCY ELECTROOPTIC COEFFICIENTS OF LITHIUM NIOBATE // Appl. Phys. Lett. 1966. Vol. 8, № 11. P. 303–304.

47. Bergman J.G. et al. Curie Temperature, Birefringence, and Phase-Matching Temperature Variations in LiNbO3 as a Function of Melt Stoichiometry // Appl. Phys.

Lett. 1968. Vol. 12. P. 92–94.

48. Kaminow I., Li T. Optical Fiber Telecommunications IV-A: Components.

Academic Press, 2002. 897 p.

49. Ghione G. A CAD-oriented analytical model for the losses of general asymmetric coplanar lines in hybrid and monolithic MICs // IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 1993. Vol. 41, № 9. P. 1499–1510.

50. Mortazy E., Wu K. Microwave and millimeter-wave losses in conventional optoelectronic devices // Opt. Laser Technol. 2011. Vol. 43, № 4. P. 852–857.

51. Gopalakrishnan G.K., Burns W.K., Bulmer C.H. Electrical loss mechanisms in travelling wave LiNbO3 optical modulators // Electron. Lett. 1992. Vol. 28, № 2. P.

207–209.

52. Garca-Granda M. et al. Design and Fabrication of Novel Ridge Guide Modulators in Lithium Niobate // J. Light. Technol. 2009. Vol. 27, № 24. P. 5690–5697.

53. Gorman T., Haxha S. Thin Layer Design of X-Cut Lithium Niobate Electrooptic Modulator With Slotted SiO2 Substrate // IEEE Photonics Technol. Lett.

2008. Vol. 20, № 2. P. 111–113.

54. Haxha S., Rahman B.M.A., Grattan K.T.V. Bandwidth estimation for ultrahigh-speed lithium niobate modulators // Appl. Opt. 2003. Vol. 42, № 15. P. 2674–2682.

55. Mitomi O., Noguchi K., Miyazawa H. Design of ultra-broad-band LiNbO3 optical modulators with ridge structure // IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 1995. Vol.

43, № 9. P. 2203–2207.

56. Kitazawa T., Polifko D., Ogawa H. Analysis of CPW for LiNbO/sub 3/ optical modulator by extended spectral-domain approach // IEEE Microw. Guid. Wave Lett. 1992. Vol. 2, № 8. P. 313–315.

57. Parsons N.J., O’Donnell A.C., Wong K.K. Design Of Efficient And Wideband Travelling-Wave Modulators. 1986. Vol. 651. P. 148–153.

58. Bulmer C.H., Burns W.K., Hiser S.C. Pyroelectric effects in LiNbO3 channelwaveguide devices // Appl. Phys. Lett. 1986. Vol. 48, № 16. P. 1036–1038.

59. Wooten E.L. et al. A review of lithium niobate modulators for fiber-optic communications systems // IEEE J. Sel. Top. Quantum Electron. 2000. Vol. 6, № 1. P.

69–82.

60. Becker R.A. Circuit effect in LiNbO3 channel-waveguide modulators // Opt.

Lett. 1985. Vol. 10, № 8. P. 417–419.

61. Yamada S., Minakata M. DC Drift Phenomena in LiNbO3 Optical Waveguide Devices // Jpn. J. Appl. Phys. 1981. Vol. 20, № 4. P. 733–737.

62. Nagata N. Long-term DC drift in x-cut LiNbO3 modulators without oxide buffer layer // Optoelectron. IEE Proc. 2000. Vol. 147, № 5. P. 350–354.

63. Gee C.M. et al. Minimizing dc drift in LiNbO3 waveguide devices // Appl.

Phys. Lett. 1985. Vol. 47, № 3. P. 211–213.

64. Nagata H., Kiuchi K., Saito T. Studies of thermal drift as a source of output instabilities in Ti:LiNbO3 optical modulators // J. Appl. Phys. 1994. Vol. 75, № 9. P.

4762–4764.

65. Salvestrini J.P. et al. Analysis and Control of the DC Drift in LiNbO3-Based Mach-Zehnder Modulators // J. Light. Technol. 2011. Vol. 29, № 10. P. 1522–1534.

66. Kostritskii S.M. Photorefractive effect in LiNbO3-based integrated-optical circuits at wavelengths of third telecom window // Appl. Phys. B. 2009. Vol. 95, № 3. P.

421–428.

67. Fu Y. et al. Mach-Zehnder: A Review of Bias Control Techniques for MachZehnder Modulators in Photonic Analog Links // IEEE Microw. Mag. 2013. Vol. 14, №

7. P. 102–107.

68. Huang Z. et al. Any bias point control of mach-zehnder electrooptic modulator and its applications in optimization of radio-over-fiber links // Microwave Photonics, 2011 International Topical Meeting on Microwave Photonics Conference, 2011 Asia-Pacific, MWP/APMP. 2011. P. 218–221.

69. varn J. Limited applicability of the constant optical power controller to the integrated intensity electro-optic modulator // Proceeding of 10th WSEAS international conference on electronics, hardware, wireless and optical communications, and 10th WSEAS international conference on signal processing, robotics and automation, and 3rd WSEAS international conference on nanotechnology, and 2nd WSEAS international conference on Plasma-fusion-nuclear physics. World Scientific and Engineering Academy and Society (WSEAS), 2011. P. 108–112.

70. Urick V.J. et al. The performance of analog photonic links employing highly compressed erbium-doped fiber amplifiers // IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 2006.

Vol. 54, № 7. P. 3141–3145.

71. Sisto M.M., LaRochelle S., Rusch L.A. Gain Optimization by ModulatorBias Control in Radio-Over-Fiber Links // J. Light. Technol. 2006. Vol. 24, № 12. P.

4974–4982.

72. Betts G.E., Cox I. C.H., Ray K.G. 20 GHz optical analog link using an external modulator // IEEE Photonics Technol. Lett. 1990. Vol. 2, № 12. P. 923–925.

73. Marpaung D. et al. Integrated microwave photonics // Laser Photonics Rev.

2013. Vol. 7, № 4. P. 506–538.

74. Agrawal G. Nonlinear Fiber Optics, Fifth Edition. 5 edition. Amsterdam:

Academic Press, 2012. 648 p.

75. Kato K. Ultrawide-band/high-frequency photodetectors // IEEE Trans.

Microw. Theory Tech. 1999. Vol. 47, № 7. P. 1265–1281.

76. Kolner B., Bloom D. Electrooptic sampling in GaAs integrated circuits // IEEE J. Quantum Electron. 1986. Vol. 22, № 1. P. 79–93.

77. Bulmer C., Burns W. Linear interferometric modulators in Ti:LiNbO3 // J.

Light. Technol. 1984. Vol. 2, № 4. P. 512–521.

78. Brooks J. et al. Time-domain addressing of remote fiber-optic interferometric sensor arrays // J. Light. Technol. 1987. Vol. 5, № 7. P. 1014–1023.

79. Wang X. et al. Generation of Stable and High Extinction Ratio Light Pulses for Continuous Variable Quantum Key Distribution // IEEE J. Quantum Electron. 2015.

Vol. 51, № 6. P. 1–6.

80. Wang L.L., Kowalcyzk T. A Versatile Bias Control Technique for Any-Point Locking in Lithium Niobate Mach–Zehnder Modulators // J. Light. Technol. 2010. Vol.

28, № 11. P. 1703–1706.

81. Huang S., Tsay J., Lin W. Control method to maintain the maximum extinction ratio of output optical pulses from an intensity modulator // Opt. Eng. 2000.

Vol. 39, № 8. P. 2214–2219.

82. Gorman T., Haxha S. Full-Wave Comparison of Z-cut and X-cut Lithium Niobate (LiNbO3) Electrooptic Modulators Using Finite Element Method. // World Congress on Engineering. 2007. P. 459–464.

83. Jungerman R.L., Flory C.A. Lowfrequency acoustic anomalies in lithium niobate Mach–Zehnder interferometers // Appl. Phys. Lett. 1988. Vol. 53, № 16. P. 1477– 1479.

84. Nightingale J.L. et al. Characterization of frequency dispersion in Ti indiffused lithium niobate optical devices // Appl. Phys. Lett. 1987. Vol. 51, № 10. P.

716–718.

85. Toki K. et al. Frequency response measurement of half-wave voltage and chirp parameter of LiNbO3 intensity modulators in low frequency range // Microwave Photonics, 2011 International Topical Meeting on Microwave Photonics Conference, 2011 Asia-Pacific, MWP/APMP. 2011. P. 354–356.

86. Aoki K. et al. Velocity-Matching Conditions for Ultrahigh-Speed Optical LiNbO3 Modulators with Traveling-Wave Electrode // Jpn. J. Appl. Phys. 2006. Vol. 45, № 11R. P. 8696–8698.

87. Ghione G. et al. Microwave modeling and characterization of thick coplanar waveguides on oxide-coated lithium niobate substrates for electrooptical applications // IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 1999. Vol. 47, № 12. P. 2287–2293.

88. Yi J.C., Kim S.H., Choi S.S. Finite-element method for the impedance analysis of traveling-wave modulators // Light. Technol. J. Of. 1990. Vol. 8, № 6. P. 817– 822.

89. Panti Z., Mittra R. Quasi-TEM analysis of microwave transmission lines by the finite-element method // Microw. Theory Tech. IEEE Trans. On. 1986. Vol. 34, №

11. P. 1096–1103.

90. Rahman B.M.A., Haxha S. Optimization of Microwave Properties for Ultrahigh-Speed Etched and Unetched Lithium Niobate Electrooptic Modulators // J.

Light. Technol. 2002. Vol. 20, № 10. P. 1856–1863.

91. Gopalakrishnan G.K. et al. Performance and modeling of broadband LiNbO3 traveling wave optical intensity modulators // J. Light. Technol. 1994. Vol. 12, № 10. P.

1807–1819.

92. Robertson W.M., Arjavalingam G., Kopcsay G.V. Broadband microwave dielectric properties of lithium niobate // Electron. Lett. 1991. Vol. 27, № 2. P. 175–176.

93. Ghione G. et al. Microwave modeling and characterization of thick coplanar waveguides on oxide-coated lithium niobate substrates for electrooptical applications // IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 1999. Vol. 47, № 12. P. 2287–2293.

94. Yang R.-Y. et al. Characteristics of coplanar waveguide on lithium niobate crystals as a microwave substrate // J. Appl. Phys. 2007. Vol. 101, № 1. P. 14101-1Donnelly J.P., Gopinath A. A comparison of power requirements of traveling-wave LiNbO3 optical couplers and inteferometric modulators // IEEE J.

Quantum Electron. 1987. Vol. 23, № 1. P. 30–41.

96. Becker R.A., Kincaid B.E. Improved electrooptic efficiency in guided-wave modulators // J. Light. Technol. 1993. Vol. 11, № 12. P. 2076–2079.

97. Kim C.M., Ramaswamy R.V. Overlap integral factors in integrated optic modulators and switches // J. Light. Technol. 1989. Vol. 7, № 7. P. 1063–1070.

98. Kondo J. et al. 40-Gb/s X-Cut LiNbO3 Optical Modulator With Two-Step Back-Slot Structure // J. Light. Technol. 2002. Vol. 20, № 12. P. 2110–2114.

99. Noguchi K. et al. A Ti:LiNbO3 optical intensity modulator with more than 20 GHz bandwidth and 5.2 V driving voltage // IEEE Photonics Technol. Lett. 1991. Vol.

3, № 4. P. 333–335.

100. Wang W., Tavlykaev R., Ramaswamy R.V. Bandpass traveling-wave MachZehnder modulator in LiNbO3 with domain reversal // IEEE Photonics Technol. Lett.

1997. Vol. 9, № 5. P. 610–612.

101. Aoki K. et al. Low Half-Wave Voltage X-Cut Thin LiNbO3 Sheet Optical Phase Modulator With Asymmetric Coplanar Waveguide Electrode // IEEE Photonics Technol. Lett. 2008. Vol. 20, № 21. P. 1811–1813.

102. Aoki K. et al. High-performance optical modulator with a wide center electrode and thin x-cut LiNbO3 substrate // IEEE Photonics Technol. Lett. 2004. Vol.

16, № 12. P. 2610–2612.

103. Kondo J. et al. High-speed and low-driving-voltage X-cut LiNbO3 optical modulator with two step backside slot // Electron. Lett. 2002. Vol. 38, № 10. P. 472–473.

104. Minakata M. Recent progress of 40-GHz high-speed LiNbO3 optical modulator. 2001. Vol. 4532. P. 16–27.

105. Howerton M.M. et al. Fully packaged, broad-band LiNbO3 modulator with low drive voltage // IEEE Photonics Technol. Lett. 2000. Vol. 12, № 7. P. 792–794.

106. Burns W.K. et al. Low Drive Voltage, Broad-Band LiNbO3 Modulators With and Without Etched Ridges // J. Light. Technol. 1999. Vol. 17, № 12. P. 2551–2555.

107. Madabhushi R. Wide-band Ti:LiNbO3 optical modulator with low driving voltage // Optical Fiber Communication Conference (1996), paper ThB3. Optical Society of America, 1996.

108. CRC Handbook of Chemistry and Physics, 96th Edition. 96 edition. CRC Press, 2015. 2677 p.

109. Fowler A.M. Radio Frequency Performance of Electroplated Finishes, Proc.

I.R.E.E. Australia, Vol. 31, No. 5, May, 1970.pdf // Proc IREE Aust. 1970. Vol. 31, № 5.

P. 148–164.

110. Wissmann P., Finzel H.-U. Electrical resistivity of thin metal films. Berlin;

New York: Springer, 2007. 126 p.

111. Dolif D.W., Ranganath T.R. 50 GHz velocity-matched broad wavelength LiNbO3 modulator with multimode active section // Electron. Lett. 1992. Vol. 28, № 13.

P. 1197–1198.

112. Kolner B.H., Dolfi D.W. Intermodulation distortion and compression in an integrated electrooptic modulator // Appl. Opt. 1987. Vol. 26, № 17. P. 3676–3680.

113. Bonnedal D. Single-setup characterization of optical fiber amplifiers // IEEE Photonics Technol. Lett. 1993. Vol. 5, № 10. P. 1193–1196.

114. Sisto M.M., LaRochelle S., Rusch L.A. Carrier-to-noise ratio optimization by modulator bias control in radio-over-fiber links // IEEE Photonics Technol. Lett. 2006.

Vol. 18, № 17. P. 1840–1842.

115. Schoenwetter H.K. A Programmable Precision Voltage-Step Generator for Testing Waveform Recorders // IEEE Trans. Instrum. Meas. 1984. Vol. 33, № 3. P. 196– 200.

116. Andrews J.R. et al. Reference Waveform Flat Pulse Generator // IEEE Trans.

Instrum. Meas. 1983. Vol. 32, № 1. P. 27–32.

117. Liang R., Ramus X. Measuring op amp settling time by using sample-andhold technique // Analog Appl. J. 2012. № 1Q. P. 21–24.

118. Schoenwetter H.K. High-Accuracy Settling Time Measurements // IEEE Trans. Instrum. Meas. 1983. Vol. 32, № 1. P. 22–27.

119. Kerman A.J. et al. Readout of superconducting nanowire single-photon detectors at high count rates // J. Appl. Phys. 2013. Vol. 113, № 14. P. 144511-1-144511– 144516.

120. Baccigalupi A. et al. Test Equipment for DAC’s Performance Assessment:

Design and Characterization // IEEE Trans. Instrum. Meas. 2010. Vol. 59, № 5. P. 1027– 1034.

121. D’Apuzzo P. et al. Analyzing DAC waveform distortion due to finite settling time // 2010 IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference (I2MTC).

2010. P. 352–356.

122. Kester W. Evaluating high speed dac performance // Analog Devices MTAppl. Note. 2006.

123. Williams J. Component and Measurement Advances Ensure 16-Bit DAC Settling Time // Linear Technol. Corp. Appl. Note 74. 1998.

124. Analog Circuit Design: A Tutorial Guide to Applications and Solutions. 1

Похожие работы:

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования «Кузбасский государственный технический университет имени Т.Ф.ГОРБАЧЕВА» Кафедра производственного менеджмента 18 марта 2015 года Рабочая программа дисциплины Эконом...»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ИНФОРМАЦИОННЫХ ТЕХНОЛОГИЙ, МЕХАНИКИ И ОПТИКИ Г.Н. Виноградова ИСТОРИЯ НАУКИ И ПРИБОРОСТРОЕНИЯ Учебное пособие Санкт-Петербург Виноградов...»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования ПЕРМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ГЕОЛОГИЧЕСКИЙ ФАКУЛЬТЕТ ПРОГРАММА вступи...»

«АННОТАЦИЯ УЧЕБНОЙ ДИСЦИПЛИНЫ ПМ. 02 «Техническое исполнение художественно-конструкторских (дизайнерских) проектов в материале» (наименование учебной дисциплины) Уровень основной образовательной программы подготовка специалистов Ди...»

«Теплофизика и аэромеханика, 2012, том 19, № 2 УДК 533 О классификации режимов течения в канале с внезапным расширением П.В. Булат, О.Н. Засухин, В.Н. Усков ООО «ВНХ-Проект» НОЦ «Механика», Санкт-Петербург Балтийский Государственный Технический Университет...»

«КОТЛЫ ОТОПИТЕЛЬНЫЕ ВОДОГРЕЙНЫЕ ЧУГУННЫЕ ГАЗОВЫЕ PROTHERM 60(50,40,30,20)KLO ВЕРСИЯ «МЕДВЕДЬ» Руководство по эксплуатации Сертификат соответствия № UA.1.087.03842-01 Изготовитель: PROTHERM, s.r.o. 909 01 Скалица, ул. Плюштя 45 тел.: (0801) 6966 101, 6966 102 факс: (0801) 664 4017 СОДЕРЖАНИЕ 1 Описание и работа 1.1 На...»

«Выпуск 6 (25), ноябрь – декабрь 2014 Интернет-журнал «НАУКОВЕДЕНИЕ» publishing@naukovedenie.ru http://naukovedenie.ru Интернет-журнал «Науковедение» ISSN 2223-5167 http://naukovedenie.ru/ Выпуск 6 (25) 2014 ноябрь – декабрь http://naukovedenie.ru...»

«УДК 331.109 УПРАВЛЕНИЕ КОНФЛИКТАМИ В ОРГАНИЗАЦИИ О.Ю. Калмыкова13, А.В. Гагаринский14 ФГБОУ ВПО «Самарский государственный технический университет» 443100, г. Самара, ул. Молодогвардейская, 244 E-mail: oukalmykova@mail.ru В статье авторами обсуждаются вопросы преду...»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования «НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ СТРОИТЕЛЬНЫЙ УНИВЕРСИТЕТ» СТРОИТЕЛЬСТВО ФОРМИРОВАНИЕ СРЕДЫ ЖИЗНЕДЕЯТЕЛЬНОСТИ...»

«УДК 510.643 КУДИНОВ Андрей Валерьевич Топологические модальные логики с модальностью неравенства 01.01.06 — математическая логика, алгебра, теория чисел АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени кандидата физико-математических наук Москва 2008 Работа выполнена на кафедре математической логики и теории алгоритмов Механико-мат...»

«224 УДК 541.183/49 + 502.55 (204) Влияние оксиэтилидендифосфоновой кислоты (ОЭДФ) на сорбцию тяжелых металлов гетитом Антонова А.C., Кропачева Т.Н., Дидик М.В., Корнев В.И. Удмуртский государственный университет, Ижевск Поступила в редакцию 10.10.2013 г. Аннотация Представлены результаты изучения сорбционных равновесий в сис...»

«Министерство образования и науки Российской Федерации Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ СТРОИТЕЛЬНЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ПРИКАЗ № 2353 10.08.2016 Москва О распределении сту...»

«СТРЕЛЕЦ-ИНТЕГРАЛ _ ИНТЕГРИРОВАННАЯ СИСТЕМА БЕЗОПАСНОСТИ СТРЕЛЕЦ-ИНТЕГРАЛ ИЗВЕЩАТЕЛЬ ОХРАННЫЙ ПОВЕРХНОСТНЫЙ ЗВУКОВОЙ АДРЕСНЫЙ АРФА-И Руководство по эксплуатации СПНК.425132.005 РЭ, ред. 3.0 Патент RU 2143742 C1 Патент RU 2310294 C2 ЗАО Аргус-Спектр Санкт-Пете...»

«Компьютерная модель прогноза и управления рециклингом вторичных ресурсов черных металлов для регионов и стран мира. НИТУ «МИСиС» Черноусов П.И. Коротченко А.С. Стратегия устойчивого развития металлургической индустрии минимизация затрат природных ресурсов и выбросов в окружающую с...»

«Мостовой Антон Станиславович РАЗРАБОТКА СОСТАВОВ, ТЕХНОЛОГИИ И ОПРЕДЕЛЕНИЕ СВОЙСТВ МИКРОИ НАНОНАПОЛНЕННЫХ ЭПОКСИДНЫХ КОМПОЗИТОВ ФУНКЦИОНАЛЬНОГО НАЗНАЧЕНИЯ Специальность 05.17.06 – Технология и переработка полимеров и композитов Автореферат диссертации на соискание учной степени кандидата технических нау...»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования «Пензенский государственный университет архитектуры и строительства» (ПГУАС) СИСТЕМНЫЙ АНАЛИЗ ФИН...»

«Мобильный алкотестер BACtrack Руководство по эксплуатации www.alcotester.ru 2013 г. СОДЕРЖАНИЕ 1. Введение 2. Дозы алкоголя и их влияние 3. Подготовка к работе 4. Эксплуатация 5. Спецификация 6. Световая индикация мобильного алкоте...»

«Научный потенциал регионов на службу модернизации. Астрахань : АИСИ, 2012. № 1 (2). 235 с. УДК 316.3 МОДЕЛИРОВАНИЕ В ИССЛЕДОВАНИИ СОЦИАЛЬНЫХ СИСТЕМ: ВОЗМОЖНОСТИ И ОГРАНИЧЕНИЯ В. В. Токарев Волгоградский государственный технический университет, г. Волгоград (Россия)...»

«СОДЕРЖАНИЕ 1 Обзор литературы 1.1 Разработка плана обзора литературы 1.2 Сбор литературы 1.3 Написание обзора 1.4 Проблемы, возникающие при выполнении обзора 2 Анализ технического задания 3 Разработка структурной и функциональной схем устройства 3.1 Общие сведенья 3.2 Алгоритм создания схемы структурной 4 РАЗРАБОТКА СХЕМЫ ЭЛЕКТ...»

«Московская олимпиада школьников I этап 11 класс 1. Выберите по 1 верному ответу в каждом задании.1.1. Какой памятник архитектуры Симеон Полоцкий воспел в своих стихах как восьмое диво мира:а) Коломенский царский...»

«УТВЕРЖДАЮ Генеральный директор ЗАО НПП «ОРИОН» _ В. С. Гребеньков «»_20 г.ИЗВЕЩАТЕЛЬ ОХРАННЫЙ ПЕРИМЕТРОВЫЙ «AKVICOM-1GSM-016-C» РУКОВОДСТВО ПО ЭКСПЛУАТАЦИИ ОРНК.425129.001 РЭ г. Москва РУКОВОДСТВО ПО ЭКСПЛУАТАЦИИ | ОГЛАВЛЕНИЕ ОГЛАВЛЕНИЕ ВВЕДЕНИЕ 1. ОПИСАНИЕ И РАБОТА 2. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ПО НАЗНАЧЕНИЮ 3. ТЕХНИЧЕСКОЕ...»

«АДАПТАЦИОННО ВАЖНЫЕ КАЧЕСТВА КУРСАНТОВ ВОЕННЫХ ВУЗОВ Федюнин Д.П. Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил «Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина» Воронеж, Россия ADAPTATSIONNO IMPORTANT QUALITIES CADETS OF MILITARY HIGHER...»

«Брянкин Сергей Юрьевич РАЗРАБОТКА И ИССЛЕДОВАНИЕ МЕТОДОВ И СРЕДСТВ МЕТРОЛОГИЧЕСКОГО ОБСЛУЖИВАНИЯ КРУПНОГАБАРИТНЫХ КООРДИНАТНО-ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ МАШИН 05.11.15 Метрология и метрологическое обеспечение Автореферат...»

«Известия ЮФУ. Технические науки Тематический выпуск Kukharova Tatyana Valerevna – Saint-Petersburg State Electrotechnical University «LETI»; e-mail: unit-4@yandex.ru; 70 Michurin street, Essentukskaya, Predgorny district, Stavropol reg., 357350, Russia; phone: +79614790988; postgraduate student. УДК 612.821 Е.П....»










 
2017 www.pdf.knigi-x.ru - «Бесплатная электронная библиотека - разные матриалы»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.